[参考译文] UCC28730：二极管缓冲器

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https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/943461/ucc28730-diode-snubber

器件型号：UCC28730
主题中讨论的其他器件： PMP20634

我目前正在基于 TI UCC28730 IC 进行反激式转换器设计。

我的第一个设计与 TI PMP20634参考设计非常相似、它的工作原理是这样的。

我想使用更小的变压器、因此我将 WE750316686更改为 WE 7508110151。我使用了完全相同的 PCB、并将 MOSFET 更改为 Infineon IPW65R037C6在两种设计中、第一个设计仍在使用新的 MOSFET、因此这不是问题。

使用较小变压器的第二个设计的输出电压非常不稳定、并且在输出电压降至零之前、我只能传导大约3W 的电流。

我重新计算了两个变压器的所有较小电阻器、这也不应该成为问题？

示波器图片显示了使用热阻缓冲器对电路进行的源极接地测量。

两个电路板(二极管 D2)的热感图像显示、较小变压器(7508110151)的电路板上的二极管 D2变得非常热、因此这应该是主要问题。

我很确定我必须重新设计二极管缓冲器、也许200V 二极管(目前为150V)是解决方案、这是正确的吗？

你怎么看？

由于我的 MOSFET 能够处理高达650V 的电压、是否甚至可以根本不使用缓冲器？

我非常感谢您提供解决方案。

此致

Daniel

斯图加特大学。

5 年多前

0 admin 5 年多前

TI__Guru**** 2542430 points

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Daniel、您好！

感谢您关注 UCC28730反激式控制器。

问题的根源在于较小的变压器、其特性与原始变压器的特性有很大不同。原始变压器 PRI：Sec 比率为6：1，这意味着在“反激”间隔期间初级绕组上的反射电压= 6*12V =~72V (忽略输出二极管压降)。

假设在12V 时输出电压保持不变、较小的变压器的 P：S 比率为15.4:1、这意味着反射电压= 15.4*12V =~185V。这远高于瞬态电压抑制器(TVS) D2的150V 标称额定值。本质上、D2钳制初级电压并防止输出达到12V、但更重要的是、它被迫吸收每个开关周期的几乎所有能量。这就是它变得如此热的原因。

该钳位(在这种情况下、技术上不是缓冲器)旨在钳位和吸收不耦合到输出绕组的泄漏电感能量。

将 D2的额定值提升至200V 将改善这种情况、但仍会使设计处于边缘状态、因为 TVS 不会硬钳位到额定值、它会钳位到更高的电压值、具体取决于流入 TVS 的峰值电流。在264V 交流输入+ 185V 反射的情况下、MOSFET 漏极上的电压为~558V、加上 TVS 钳位到的任何电压。对于650V 额定电压、TVS 有~92V 的钳位余量、但仍会为 MOSFET 最大额定电压留出一定的余量。

除此之外、我认为、将 D2更改为200V 是一种即时、临时的止点解决方案。

如果可能、真正的解决方案将涉及重新设计原始变压器以减小尺寸。初级电感和匝数比的原始参数取决于系统输入和输出要求。更改其中的任何一个都将对输入或输出能力的潜在范围产生影响。理想情况下、您需要一个与较大器件具有完全相同电感和匝数比的较小变压器。可能会适应一些小偏差、但您的替代不是一个小变化。它可能在某些有限的范围内工作、但不像原始变压器那样在整个范围内工作。

UCC28730设计计算器工具(链接：https://www.ti.com/lit/zip/sluc579)可以生成满足所有指定输入和输出要求所需的正确变压器参数，而不受变压器物理尺寸的影响。

此致、
Ulrich

电源管理（参考译文帖）

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