[参考译文] UCC28064A：当开关两相至单相时、工作不稳定

您好5321944、

感谢您关注 UCC28064A 交错 PFC 控制器。

我相信您是通过测量 VDS 何时较低来测量 MOSFET 的导通时间。

您能验证一下吗？ 我下面的讨论是基于这一前提。

我认为这是您使用的 MOSFET 中输出电容过大的情况。 Coss 是漏源电容和漏栅电容的组合。 它与 VDS 电压非常非线性、并且在 MOSFET 导通时具有非常高的值(VDS < 1V)。

因此、在 VDS 快速上升之前、Coss 需要额外的时间进行充电。 这使得 MOSFET 的导通时间比栅极驱动器长。

如果我们将 Ton 定义为 Vds 为低电平的时间、则对于两相操作、TON2 = Tg2 + TC2 = 2us；对于单相操作、TON1 = TG1 + TC1 = 2.7us、其中 Tg 是 Vgs 时间、Tc 是延长的输出电容充电时间。 让我们假设两种情况下的输出电容充电时间相同。

我们预计 TG1 = 2 x Tg2、并且可以在每种情况下替代并求解 TGX 和 tcx。

我们发现、对于 Tg2 = 0.7us、TG1 = 1.4us (单相双精度)、且 TC1 = TC2 = 1.3us 将同时满足单相和两相运行的时序。

这表明、当 COMP < 0.9V 时、GDA 的 PWM 时间加倍、但输出电容的极长充电时间使单相中的等效 FET 导通时间小于两相中的等效导通时间的2倍。 正如您所说的、等效导通时间不会翻倍、因此功率下降、COMP 上升到高于 PhB 迟滞、并且运行在1相和2相之间振荡。

高输出电容可能是由于使用的 MOSFET 对于您的功率水平来说太大、或者使用的是与类似 RDS (on)的新一代 MOSFET 相比具有更高输出电容的旧款 MOSFET、或者两者兼而有之。

我建议您找到一个具有足够低输出电容的新一代 MOSFET、使其 TC 时间短于 PhB 阈值处的栅极驱动时间 Tg。 如果这是不可能的、或者如果您只能部分减小 TC、请考虑增加一定量的升压电感以增加 Tg 导通时间。 开关频率较低、Bmax 可能较高、因此请务必考虑全功率下的这些影响。 如果无法实现、则可以使用图20 (数据表第19页)中所示的电路来调整 Rtset、以在单相模式下扩展 Tg。 由于它处于低功耗状态、因此电感器不应存在 Bmax 问题。

此致、

Ulrich