[参考译文] TPS546D24A：电阻器代码

郑华明 

TPS546D24A 使用一个2级电阻器检测电路来感测 MSEL1、MSEL2、VSEL 和 ADRSEL 引脚上的电阻分压器。  从电阻代码到所用电阻器的转换出现在 TPS546D24A 数据表的表7-17 (R2G 代码0-7)和表7-18 (R2G 代码8-15)中。  https://www.ti.com/lit/ds/symlink/tps546d24a.pdf#page=45 

在第一级、引脚到接地的电阻是独立于顶部电阻器进行感测的。  该检测电路使用 R2G 代码：

接地短路、电阻值从4.64kΩ Ω 到82.5kΩ Ω、然后断开。  每个代码的特定电阻器在顶部 R2G 代码下方的第二行中以黄色突出显示。

在第二级、电阻分压器分压比由引脚上的电压作为 BP1V5稳压器电压的一部分进行感测。  由于实现所需比率的顶部电阻器对于每个底部电阻器值是不同的、因此顶部电阻器列在顶部电阻器电阻(从分压器代码0到分压器代码15)下的一列中。  未列出的是"分压器代码：无"、它不使用顶部电阻器、而是将其保持开路。

例如、将使用将输出电压编程为0.92V

分压器代码2 (表7-12、0.9V 至1.05V、步长10mV、使用分压器代码2)  

和电阻器到接地代码2 (R2G 代码=(0.92 - 0.90)/0.01 = 2

表7-17. R2G 代码2使用6.81kΩ Ω 的底部电阻器、而具有6.81kΩ Ω 底部电阻器的分频器代码2的顶部电阻器为16.9kΩ Ω

郑华明 

[引用 userid="498887" URL"~/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/1174608/tps546d24a-resistor-code/4421814 #4421814"]您是否知道偶数分频器和奇数分频器在这里意味着什么？

偶数代码为0、2、4、6、8、 10、12、14

奇数代码是1、3、5、7、9、 11、13、15

分压器代码的 LSB 选择由电阻器编程到接地的补偿代码范围、从而为每个开关频率提供32个补偿代码。

分频器代码0和1选择相同的开关频率、但允许补偿代码0-15 (分频器代码0)或16-31 (分频器代码1)

TPS546D24A 产品文件夹中链接了一个功率级设计、补偿和引脚编程选择设计工具、可帮助指导他们选择正确的补偿设置以及对其进行编程的电阻器。

https://www.ti.com/product/TPS546D24A#design-tools-simulation 

郑华明 

为了提高 ILOP/VLOOP 比率、他们需要使用更小的电感值和相同的 ILOOP 增益或允许更高 ILOOP 增益的更高电感值来增加电流环路增益、或者他们需要增加输出电容、 或降低 ESR 以降低电压环路带宽。

另一种选择是增加开关频率。  宽度相同的电感、更高的开关频率将允许更多的环路增益和更高的电流环路带宽、进而允许更多的电压环路带宽。

在电压环路增益为4时、它们看起来仍然不符合其瞬态要求。  下一个可用的引脚捆绑电压环路增益为8、这将需要大量的输出电容来稳定并将带宽下拉。

如果您能够共享您正在使用的设计电子表格、我可能会提供一些特定的值。

Fred、

虽然预计会出现一些电流感测测量误差、尤其是在接近零负载时、但-5A 偏移高于正常值。  我会检查它们的 AGND 至 PGND 连接、Avin 至 AGND 旁路连接和 BP1V5至 RTN 连接、以确保它们布线正确。  电流感测对 AGND 到 PGND 噪声很敏感、当这些连接布线不正确时、我们看到一些错误。

应将 Avin 的旁路电容器连接到 AGND 引脚、而不会穿过外露焊盘下方的 PGND 区域、这会受到较大的开关瞬变的影响。

AGND 应通过 IC 下方的迹线直接连接到 PGND、该迹线位于 AGND 的焊盘与外露焊盘的焊盘之间。  不应通过过孔将其路由到内部接地平面。

BP1V5应旁路到 DRTN、而 DRTN 不应连接到 BP1V5旁路电容器的接地回路之外的任何其他网络。

对于补偿：

为了在23.8A 瞬态下满足小于45mV 的输出电压偏转、输出阻抗需要小于1.89mΩ Ω。

TPS546D24A 转换器的动态输出阻抗为 CSA/ (VOUT_SCALE_LOOP x VLOOP)

 D24A 的 CSA 为6.155mV/A (每个相位)

0.9V 输出时的 VOUT_SCALE_LOOP 为0.5

您将需要8的 VLOOP 来满足瞬态要求。

要稳定环路，您需要足够的输出电容，以使电容器的输出阻抗在大约1/8开关频率下小于1.53mΩ Ω(6.155mV/A/[0.5 x 8])。

在450kHz 时、电流输出电容大约是原来的4倍。  实际上、设计工具在没有 ESR 的情况下估算至少1871μF μ F、而电流设计在330μF μ F 电容器降额时显示为579μF μ F。

47μF 450kHz 开关频率和330μF μ F 电容器上-35%的电容降额、我发现您至少需要6个330μF μ F + 14个 μ F 电容器来稳定代码15。

如果我们将开关频率增加到650kHz、 则使用补偿代码30将该要求降至4 330μF + 8 47μF。

在这两种情况下、输出电容器的良好布局对于最大限度地减小寄生电感和电阻至关重要。  输出电容器应布置在 PBC 的两侧(顶部和底部)、VOUT 区域应位于两个接地区域之间、电容器应同时连接到两侧。  从接地到接地层的过孔应放置在电容器焊盘之间和电容器体下方、以减小环路面积和电感。   将47μF μ F 电容器中的2个甚至4个更改为22μF μ F 电容器可能是有利的、这样可以扩展其自谐振频率并减少阻抗峰值。

郑华明 

每个 TPS546D24A 转换器上的-1.7A 电流感测偏移均在预期容差范围内。  它是-5A 偏移、这是我认为基于先前共享的信息的单相设计、似乎超出了预期的容差范围。

郑华明 

为了最大程度地减小 ESR/ESL 并最大限度地提高可通过特定输出电容实现的瞬态性能、输出电容器的最佳放置方式为：

1) 1)最小的陶瓷电容器应在最靠近电感器输出端子和负载的位置之间分开、并使尺寸/值朝中间增加。  具有最高 ESR 和最大电容值的电解电容器应放置在中间。

2) 2)电容器应在 VOUT 区域的顶部和底部以及任一侧镜像。  当从 PCB 横截面查看 VOUT 且 VOUT 位于左右两侧的中间和顶部和底部时、这将创建虚拟的"直通"布局。

3) 3) VOUT 和 GND 覆铜间距应尽可能窄、符合设计规则

4) 4)当电容器主体足够大、符合设计规则、允许在电容器主体下方有 GND 过孔时、应将过孔放置在电容器主体下方 VOUT 和 GND 端子之间

5) 5)过孔的间距应足够远、以便允许覆铜在过孔之间布线、以避免发生槽铣、当使用额外的 VOUT 覆铜时、对于未连接到 GND 和 GND 过孔的过孔尤其如此。

6) 6)应在 VOUT 路径下、在 VOUT 正下方的层上提供到外露散热焊盘的不间断 GND 回路。

这些布局布线指南有助于最大限度地减小布局中的寄生电容和电感、并在输出电容器接地阻抗(Zout)降至 TPS546D24A 控制转换器的输出阻抗以下时降低环路频率、从而确保稳定性。

郑华明 

您没有说您在该3.3V 电压轨上使用的补偿代码、但看一下设计、是的、它看起来像3 330μF + 4 47μF 适用于补偿代码28或31。

47μF 2mΩ 电感(1.0μF μ H)限制了电流环路带宽、330μF ESR 为9mΩ Ω(54kHz ESR 零点)的 μ F 电容器与 ESR 为 Ω(1.7MHz ESR 零点)的电容器之间的转换也是如此。  电感器和47μF μ F 电容器在我们希望环路交叉的位置放置一个轻微的阻尼谐振、这很可能是47μF 当负载电流足够高时、它们看到2个330μF + 4个未通过的原因。

47μF 它们可以切换到680nH 电感器、则看起来可以使用补偿代码28或29、其中2个330μF + 4个、并且仍然具有稳定的系统。

郑华明 

混合导轨而不清楚地识别您所指的是不同的导轨、并使用新的、不相关的问题来扩展已解决的线程、这会造成混淆。  将来、一旦问题得到解决、请选择"这已解决了我的问题"并为新问题/问题打开一个新主题、而不是在问题后继续使用同一主题处理新问题。

[引用 userid="498887" URL"~/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/1174608/tps546d24a-resistor-code/4433413 #4433413"]1. 他们能否在   上周建议使用4 330μF + 8 47μF 时、在0.9V 电压下使用相同的补偿代码30、同时使用3倍330μF + 4倍47μF？[/引述]

330μF 47μF 的电容器信息、我看到使用 补偿代码30的0.9V 电压轨具有3 μ A (-35%降额、4.5mΩ Ω)+ 4 μ A (-20%降额、1MΩ Ω ESR)的低裕度。  虽然这在实验中的一个单元上在标称工作条件下工作、但某些输出电容低于标称值的器件可能会在恢复过程中遇到振铃。  4倍330μF + 4倍47μF 仍然微不足道、但在大规模生产上工作的可能性更小。

[引用 userid="498887" URL"~/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/1174608/tps546d24a-resistor-code/4433413 #4433413"]2.  请为新的3.3V 电源轨建议合适的设置和 L&C、他们明天将进行下一次测试。[/QUERP]

请参阅我之前的帖子。

[引用 userid="498887" URL"~/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/1174608/tps546d24a-resistor-code/4433413 #4433413"]3.  关于0.9V 的测试失败，注意它们使用的是0.22uH 而不是1uH (对于3.3V)。   那么、为什么在总电容相同的情况下、6m Ω POSCAP ESR 情况可以通过、但9m Ω 不能通过？[/quot]

更高的电容器 ESR 会在所有频率上增加输出电容器组的输出阻抗、这会增加电压环路带宽并减小可用的相位裕度。  这也会增加电感器-陶瓷电容器谐振的谐振峰值、因为抑制该谐振的阻尼较少。

您可以在设计工具中看到这一点。   

47μF 具有补偿码30、220nH 电感器和3个330μF μ F + 4个 μ F 电容器的0.6V 转换器。  当330电容器的 ESR 为4.5mΩ Ω 时、预计带宽为145kHz、相位裕度为35.8度、增益裕度为7.7fB。  将 ESR 增加至6mΩ Ω、将带宽增加至159kHz、并将增益裕度减小至6.7dB。  在9mΩ 时、预计带宽为189kHz、相位裕度仅为26度、增益裕度仅为4.5dB

ESR 的增加会增加总输出阻抗(Zout)、从而增加带宽并削弱设计的稳定性。

[引用 userid="498887" URL"~/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/1174608/tps546d24a-resistor-code/4434404 #4434404]1.   对于“0.9V”，大约3 330μF + 8 47μF？ 大规模生产是否仍然可以接受？[/引述]

330μF 47μF 补偿代码30、在 Excel 工具中提供的3x μ F 电容器上使用-35%的降额、即使对于8个 μ F 电容器、这种情况仍然微不足道。  它比仅4 47μF 时的性能要好。  如果它们能够将电压环路增益降至 VLOOP = 4 (补偿代码29)、并且仍然满足其瞬态要求(这将 是稳定的)、但在23.8A 瞬态下、我看不到它满足45mV 的过冲/下冲规格。

[引用 userid="498887" URL"~/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/1174608/tps546d24a-resistor-code/4434404 #4434404]3. 为什么 POSCAP 的 ESR 会影响 MLCC 和电感器的谐振，您是否会详细说明这一点？

如果电感器和 MLCC 电容器的谐振频率高于较大 POSCAP 电容器的 ESR 零点、则 POSCAP 电容器的 ESR 将作为电感器和 MLCC 电容器谐振的并联阻尼电阻器。  阻尼电阻越低、从 L-C 谐振回路中去除的能量就越多、谐振阻尼就越大。

提高 POSCAPS 的 ESR 会以两种方式影响电感器和 MLCC 电容器的谐振：

1) 1)它降低了 POSCAPS 的 ESR 零点频率、将 ESR 零点与谐振分开

2) 2)它增加了并联阻尼电阻、通过减少 ESR 从谐振每个周期吸收的能量来减少阻尼效应。