[参考译文] UCC256301：如何在 UCC2560X 反馈链中设置光耦合器电流。

Shubiao 您好、

让我来回答您的问题、以便让更简单的问题无法解决。

对于 Q5：《UCC25630x 实用设计指南》文档(www.ti.com/.../slua836a.pdf )的第5.2节介绍了 D10和 R21的功能。 它用于避免光耦合器饱和、这可能会导致瞬态响应。

对于 Q3：当 IFB 接近零且光电二极管电流可以忽略不计时、R20用于向并联稳压器提供偏置电流。 当大电流流经光电二极管时、通常会在其上产生大约1~1.2V 的电压。 要切断 IFB、光电二极管电流还必须降至接近零。 但是、分流稳压器仍需要偏置电流才能继续正常运行。 通常在二极管上放置一个电阻器、以便为并联稳压器提供偏置电流。 该二极管的两端电压仍然可以为0.5~0.6V、而流经该二极管的电流可以忽略不计。 该0.5V 电压施加到 R20上、用于提供稳压器所需的最小电流。 TL431至少需要400uA 的电流、但最坏情况下的工作电流高达1mA。 对于该器件、需要一个500欧姆的偏置电阻器。 UCC25630-1EVM-291使用 TLVH431、工作电流仅需100uA。 这里、R20的0.6V/100uA = 6千欧偏置电阻器。 通常、偏置电阻器(EVM 上的 R20)的值取决于特定设计中使用的特定并联稳压器的最小电流。 (对于24V 输出、TLVH431稳压器不合适、因为其额定电压仅为20V。但是、ATL431是一款低偏置器件、例如适用于24V 输出。)

对于 Q1：光耦合器 IF 由输出端所需的集电极电流进行设置。 在这种情况下、集电极电流(即 IFB)限制在0uA 至85uA (典型值)之间。 必须查看光耦合器 CTR 曲线、以确定实际应用的偏置电平下的实际 CTR。 VO618A 数据表的图13表明、IF = 100uA (25C 时)时的非饱和 CTR 约为额定 CTR 的20%。 EVM 使用 VO618A-3、在 IF = 1mA、VCE = 5V 时、其额定 CTR 为100%-200%。 从这些曲线可以推断、要驱动 IFB = 85uA、在25C 时、IF 必须约为243mA (1mA 的~35%)、而在较高的环境温度下、IF 必须更高。

对于 Q4：如 Q3的答案所述、标称 CTR 额定值不会保持低集电极电流。 CTR 在 uA 级别显著下降。 此外、并联稳压器将上下调整其阴极电压、以达到在不断变化的线路和负载条件下保持输出电压稳定所需的条件。 因此、R23两端的电压不是(Vout-Vled-Vref)、而是(Vout-Vled-V阴极)、稳压器可以将 V阴极 调整得非常接近 Vout、以便通过 R23并最终通过光电二极管获得正确的电流量。

对于 Q2：R23的最大值由使用并联稳压器实现85uA 所需的中频电流饱和决定。 在这种情况下、如果高温时的电流可能=~350uA (环境温度为110C 时为~24%)。 通过 R20添加1V/6K = 167uA 的偏置电流、共阴极电流为517 uA。 即使并联稳压器饱和、也需要生成该值、因此 R23 <(24V–1V -~2V)/517uA = 40.6千欧最大值
但实际值将低于该值、并将其计入环路稳定性所需的环路增益。
最小值可防止二极管和分流器过载。 5mA 就足够了、因此 R23的最小值必须大于~4k Ω。
我目前没有环路补偿设计的参考。 我将搜索此信息，并尽快(希望明天)在后续回复中提供。

这是否能回答您的问题？

此致、
Ulrich

Shubiao 您好、

我将向专家咨询有关 UCC25630x 系列的任何未发布的特定补偿指南。  否则、我有权访问的所有内容也会出现在 TI 网站的"技术文档"选项卡下这些器件的产品文件夹中。

由于节假日、响应可能会延迟。

此致、
Ulrich

Shubiao 您好、

 

以下是我针对 UCC25630x 的环路补偿获得的建议：

 

由于初级侧的内部电荷控制环路、传递函数略有不同。 遗憾的是、传输函数还没有闭合形式的解决方案。  混合迟滞控制(HHC)类似于加拿大皇后大学研究人员在一篇论文中介绍的 bang 电荷控制、但本文中介绍的传递函数不包括频率补偿斜坡电流、该电流是为实现 HHC 而添加的。 传统直接频率控制和 HHC 之间的比较表明、复极点响应被单极响应所取代、这更易于补偿。

 

UCC25630x 器件目前没有正式的补偿准则。 通常、大多数设计使用 II 型、在1/(2 *π* Rload* Cout)附近放置一个零点、并在所需穿越频率之后放置几 kHz 的极点以滚降增益。 然而，这只是一条"快速和松散"的规则，因此，仅仅被视为"官方"指导是不够的。

 

UCC25600 (上面提到)的设计指南仍然与 UCC25630x 补偿相关。 这种方法也会起作用。

 

为我提供的其他指导包括：

 

由于没有 HHC LLC 的精确模式、因此次级侧电路的一些实验设计注意事项如下：

电路结构如下所示

1. 不需要 R6和 C2

2. R3和 C1的零点低于100Hz、这有助于实现突发模式过冲

 R5应大于2千欧姆

 初始增益应大于30dB

首先测试增益/相位曲线、然后调整上图中的组件以满足目标规格。

 

此致、

Ulrich

谢谢 Ulrich、  

您的专业意见对您有很大帮助。

• 关于：  2. R3和 C1的零点低于100Hz，这有助于突发模式过冲； 我相信这里的零点是1/((R3+R4)*C1*2*Pi)，这意味着 R4在零点上有很大的作用。

Shubiao

您好、Shubiao、

实际上、R4在零频率中没有作用、R3在极点中没有作用。
考虑到 TL431内部的 R3 + C1是从运算放大器输出到其负输入(REF 输入)的反馈阻抗、被视为虚拟 AC-GND。
根据具有无限增益和带宽的经典运算放大器理论、Vo/Vin 增益= ZF/Zin。 ZF = R3 + X1、ZIN = R4。 X1 = 1/SC1。
(R6和 C2未使用。 如果将它们包括在内、Zin 将变得更加复杂。)

因此、Vo/Vin =(R3 + 1/SC1)/R4 =((sC1R3 + 1)/SC1)/R4 =(sR3C1 +1)/sR4C1。
该增益曲线在直流(0Hz)下具有极点、-1个下降斜率(-20dB/十倍频)、在1/2piR3C1上具有零。 R4不影响零点。
R4将确定 R3 = 0时0dB 交叉频率(增益= 1/1)的位置。

实际上、TL431运算放大器具有有限的增益和有限带宽、但只要-1斜率交叉和零频率足够低、这些公式就相当于不受 TL431限制显著影响的合理近似值。
注意：这适用于任何类似的并联稳压器或误差放大器配置、而不仅仅是 TL431。

此致、
Ulrich

Shubiao 您好、

你是对的、我漏掉了减号。
此外、我同意将功能扩展到 LED 电流将导致(R3+R4) C1零点、如您的计算所示。

感谢您澄清这一点。
我认为差异取决于 R1是由固定的12V 电源供电还是由 Vout 供电。 我认为、将 R1绑定到 Vout 会导致零包含 R4和 R3、因为环路扰动会影响 LED 电流的两个输入(R1和 R4)。

我会将这种方法差异反馈给 LLC 工程团队、以阐明他们的程序。

此致、
Ulrich