[参考译文] UCC28782EVM-030：带有负载的 RTZ 和 RDM 的值

您好 Robin、   

在表中、RDM 和 RTZ 似乎 随加载而变化、但它们会随着加载而变化、因为其公式中的参数也会以同样受加载影响的方式变化。  

RDM 用于"告知"控制器降压斜率是多少、是 Lm、NAP、VS 分压比、1/RCS 和常数的函数。  一个设计因素是、无论输入或输出条件如何、这些因素都不会改变。 RDM 基于标称值、因此下斜率始终"中间"、ZVS 调谐器功能有足够的空间来适应合理的宽容差变化、并且仍然能够调整 PWMH 所需的负电流导通时间。

RTZ 旨在"告知"控制器何时在从 PWMH 下降沿计算出的延迟时间之后打开 PWML。  在本例中、它是 Vbulk、Vout、Lm、Cswn、NPS、 TD (DR)和常数 、但这次并非所有因素 都保持不变。  设计目标是 Vbulk (max)、以实现最小 LC 振铃时序、控制器会在低压线路条件下自动扩展时序。  不过、Lm 可能会因器件而异、而真正的 Cswn 是非线性的。  但是、我们尝试为其估算等效的集总元素值以进行计算。  如果 Lm、Cswn 和 NPS 都随功率级别而变化、那么 RTZ 当然也会变化。

确实、一旦这些值被固定、几乎没有机会进行变量优化。  RDM 实际上不应与计算发生变化、但可以在评估原型板时上下调整 RTZ 以找到其最佳设置点。  由于它取决于 Cswn 估算、因此如果该估算关闭、则计时性能可能不是最佳的、但可以在电路板运行后轻松调整。  您必须有一些东西才能使第一个电路板运行；然后检查 ZVS 的 VDS、并根据需要调整 RTZ。  

对于表中的其他电阻器和电容器、也可以进行类似的讨论。  它们都是根据标称组件值和估算寄生效应计算 得出的、实际变化可能会产生足够的偏差、从而使性能在各种条件下低于最佳水平。  因此、可以根据评估过程中收集的波形调整每个函数、并调整值以提高特定方向的性能。  

请注意、对于固定组件、不可能在每个运行条件下都获得最佳性能、因此应在最重要的条件下选择最佳点(为优化定义了什么属性)、 这样、当条件偏离最佳点时、所有其他条件逐渐表现出不太乐观。  
我强烈建议使用计算器工具为您的设计生成值。  然后评估该设计并调整看起来需要调整的位置。 如果调整未带来改进、则返回到起点。  

 RDM、RTZ、Rvs1、Rvs2、RCS、 Rsws、Cswn 和 Ropp 与 由于负载变化时的模式转换或 ZVS 转换期间导致故障无关。  模式转换期间的故障 是由电气过载引起的、通常是由某个位置存储的过量能量产生的未钳位电压尖峰引起的。  有时还会发生其他事件。  模式转换 将在某些工作点发生 、无论这些电阻器值是多少。  谨慎启动原型板 将能够在 仍然可持续的情况下识别任何潜在的过载、并且可以采取措施纠正这种情况、如果 不是在中预先设计的。   

请记住、ACF 拓扑的主要目的是利用通常会导致高损耗的相同寄生元件来重新捕获能量并将其传递到输出、从而实现最高的转换效率。  但是、我们尝试通过松散的"控制"半导体寄生效应来实现这一点、并根据情况显著改变其值。  最佳操作组件值并非都可能是通过 Excel 工具计算得出的值、但它们是最佳的起点。  

此致、
Ulrich

Ulrich 您好：

再次感谢您对设计设置的详细解释。

完全同意您的 PV。

实际上、我怀疑 GaN SR (EPC2034)中 VDS 或 Vgs 上还有一些其他瞬态。 昨天、我们在1安培负载下再次爆炸！

该模块以大约2安的电流关闭。 使用 HP 6060B 电子/负载。 信任其特征。

长(<2英寸)次级变压器保养回路可能是一个影响因素。

我怀疑标准探针无法捕获这些瞬变。  

“A”出售的“除以10”或 Sig出借 的数字示波器可能也不会显示它们...现在将使用 Tek 示波器。

使用 HP 4180A 有源 HF 探头(带衰减器)进行设置... 希望找到这些信息并在需要时添加"蜘蛛杀手"。

您将在此发布。

-r

您好 Robin、  

感谢您提供 V (RCS)和 VDS (不是 PWML)的屏幕截图。  这些波形"半正常"、可以解释、  在某些情况下是预期的、但包含的方面对于运行条件不太合适。   

更明确地说、RCS 电压波形的负电流部分正常且适用于高压线条件、但对于低压线情况似乎过于负。  根据漏极振铃(显然是在突发之后)、我估计 交流输入约为120Vrms、反射电压约为60V。   
当大容量电压约为~160Vdc 时、反射降级电压应自然降至~120V、但在每个降级时间之后累积的一些 Ineg 会强制 VDS 实现 ZVS。  机制和波形正常。  我担心的是、负电流似乎过大、 VDS 被驱动到 ZVS 的力过大。  我们看到 VDS 在 GND 下方有点"锤击"、而不是缓慢滚动到 GND。  
因此、我们必须弄清为什么 PWMH 显然比构建更多的 Ineg 所需的时间长、而不是获得 ZVS 所需的时间长。

我的第二个关注点是 Demag 之后的最后一个脉冲 VDS 波形。  假设这是 ABM 突发的最后一个脉冲、PWMH 被抑制、我希望反射电压从具有 LC 特性的峰值电平滚降。  相反、我们会看到急剧下降、就好像它被某些 Ineg 强制降压一样、但 Ineg 不足以强制它一直流向 GND。  一旦 Ineg 被使用、它就会返回到正常的 DCM 振铃。  

这可能表示"泄漏"高侧 MOSFET 导通时间过长、或以某种方式允许某些 Ineg 在 PWMH 变低或甚至没有达到时累积。  这可能解释了中间突发脉冲存在过多 Ineg 以及最后一个脉冲存在一些不需要的 Ineg 的原因。   

请检查您的高侧栅极驱动器、以确保它在 PWMH 变为低电平时果断关闭高侧 FET、并在没有 PWMH 时可靠地将其关闭。  此外、验证高侧 FET 周围没有可能 允许某些有害 的 Ineg 积聚的先睹为快路径。   
  

此致、
Ulrich

您好 Robin、  

我还发现了另一件事、建议您检查：  

如果您在20V (或某种高于5V 的电压)下运行 USB-PD 充电器、并从 PD 电缆上拔下负载、则大多数 USB 控制器 将默认为5V 运行、关闭 PD 开关并将输出放电至5V。  但这会在钳位电容器上留下高电压。   如果将一个  负载插入到强制转换器输出满功率的负载中、PWMH 将驱动高侧 FET (GaN 或 Si)、而打开该 FET 的第一个脉冲将存储的高压电荷放电到输出中。    电压差(反射)将根据 Lleak/Cclamp 确定流经 LC 阻抗的峰值电流。   

我们已经看到、该峰值电流可能非常高、因此 SR FET 和高侧 FET 必须足够大、才能承受最高峰值、 或者、我们所做的是对 USB 控制器进行编程、以便在重新开启 USB 开关之前以小步长将内部电压从20V 降低到5V、从而使峰值电流在 FET 的额定值范围内保持较小的值。   

请检查您的 USB 控制器是否可以执行此操作。

此致、Ulrich

您好 Robin、  

对于 Q#1： 您应该能够使用 ACF 转换器在 CC 或 CR 模式下使用您的电子负载。

对于 Q#2： 是的、这是您想象中的"典型电源转换器"、应像任何典型交流/直流转换器一样工作。  

对于 Q#3： 不完全正确。  任何良好的电池(采用任何化学成分)在0V 时都不会完全放电。  如果为0V、则电池电量耗尽、无法再充电或恢复使用。  良好的完全放电电池仍将具有一些开路电压、其电压仍接近其完全充电电平。   
将坏电池连接到充电器(即使使用了相应的充电控制器)可能会导致电池过热。   

此外、如果在转换器尝试为其充电时电池电压保持在0V 附近、它将在一段时间(最长时间限制为160ms)内以 OPP 模式运行、但可能会由于低输出电压(被电池钳制)而更快地关断 不足以反射到 AUX 绕组并维持 VDD。  
如果实施了 VDD 升压电路、则可以解决此问题、前提是足够的能量可以输送到 AUX 绕组、而该绕组不会因电池负载耗尽而耗尽。 但您仍将达到160ms OPP 时间限制。  

USB 或下游电池充电控制器应将 Iout 限制为正常电池可以承受的最大电平、并且设计 OPP 阈值应高于该电平。

稍后、您的基本直流/直流转换器应该可以与前端整流器模块和后端 USB 模块一起正常工作、在后端 USB 模块中、USB 控制器接管电压反馈环路的控制。   

此致、
Ulrich

尊敬的 Robin：  

"TL431"(或任何版本的并联稳压器)在启动时未激活。  没有输出电压对其进行偏置、因此它是惰性的、并且光耦电流 为零。   这将命令最大电流。

当输出电压开始上升时、从阴极到 GND 的 SS 电容器会将电流拉过光耦合器、从而降低功率级输出。
峰值电流较低。  

对此，
Ulrich