主题中讨论的其他器件：TPSI3100-Q1、 TPSI3052-Q1
由于许多行业和应用都采用 MOSFET、因此选项和供应商的剪切广度似乎是无穷无尽的。 同样、在确定 MOSFET 是否适合特定应用方面、影响因素的范围似乎并不明确。 此常见问题解答将以可消化的方式回答该问题、以常见应用为例、回顾选择与 TPSI305x-Q1器件和 TPSI3100-Q1配对的 MOSFET 时要考虑的最重要因素。
系统简介
在电动汽车中、来自电池的高压轨通过一个称为直流链路电容器的电容器来稳定。 该电容器会在牵引逆变器等系统偶尔吸收电流时限制轨的波动。 预充电开关在启动时为电容器充电、而连接到负轨的开关在车辆停车并关闭时使电容器放电。 在本示例中、电池电压为400V、与 FET 串联的电阻器为50 Ω。
图1. EV 电池管理系统中的隔离式开关驱动器
对于我们的 MOSFET、首先要考虑的是其设计所在的系统。 下一个注意事项将涉及 FET 的电流、功率和热阻。
系统要求(MOSFET 输入)
系统电压–如上所述、系统电压为400V。该电压决定 FET 的击穿电压。 但是、击穿电压为400V 的 FET 不适用、因为任何高于该额定值的电压变化都可能导致 FET 损坏。 另一个要考虑的因素是、EV 电池充满电后可能会达到500V 的电压。妥善做法是提供比最大预期电压至少高20%的裕度。 在这种情况下、FET 所需的额定击穿电压为600V。
栅极电压–要注意的 FET 的第二个系统输入是栅源电压、即将使 FET 导通的电压。 TPSI3100-Q1和 TPSI3052-Q1提供15V 驱动电压。 当选择范围缩小时、确认15V 栅源电压下的导通电阻非常重要。 导通电阻也随结温变化、但许多数据表将包含与结温或栅源电压成函数关系的导通电阻。 本常见问题解答中将使用最大导通电阻。
图2. MOSFET 系统输入
根据迄今讨论的系统意见，以下三种备选办法是合适的。 它们都具有至少600V 的 VDS、并报告最高结温下和15V VGS 下的不同导通电阻。
MOSFET A：
- VDS = 650V、ID = 46A
- Rdson = 70 mΩ
- RthJ-MB = 0.88 °C/W
MOSFET B：
- VDS = 650V、ID = 21A
- Rdson = 156 mΩ
- RthJ-MB = 1.17 °C/W
MOSFET C：
- VDS = 650V、ID = 19A
- Rdson = 346 mΩ
- RthJ-MB = 2.3 °C/W
电流和功率注意事项
下一步是确定电流及其产生的 VDS 是否在每个 FET 的安全工作区(SOA)内。 当 FET 导通时、流经的电流预计会在8A 时达到峰值、但该电流可能会高达10A。在 MOSFET 数据表中、通常有一条安全的工作曲线、该曲线将漏极电流绘制为漏源电压的函数。 作为不需要计算的起点、最好检查预期电流是否低于脉冲电流最大值并留有一定的裕度。 在本常见问题解答中、我们将使用50%裕度、因为脉冲更长、为100ms、并且 FET 必须在没有任何额外散热的情况下承受它。 这并不意味着电流本身的一半、因为图表以对数方式缩放。 如果没有足够的裕度、则 FET 可能不适用。
为了更准确地确认每个 FET 的适用性、可以计算功率耗散限值的估算值。 该公式类似于用于推导结至环境热阻的公式：
此处使用的公式将用结至安装支架的热阻(RthJ-MB)代替结至环境热阻(RthJA)。 在将漏极电流和漏源电压的乘积代入功率后、该公式也可用于计算 VDS。 结点温度被视为处于其最大值、因为这是材料的限制因素、安装支架上的温度为25 °C。
该公式用于计算每个候选器件在漏极电流为10A 时的漏源极电压。
- VDS = 17V
- VDS = 12.8V
- VDS = 6.52V
现在、在计算电压值之后、请参阅 SOA 图以确认该器件是否合适。 下面是一个典型的 SOA 曲线示例、其中 Rdson 曲线位于左侧、电流限制位于顶部、功率限制曲线位于右侧。 确保10A 线与计算得出的 VDS 的交点位于最低功率限制曲线之下、且位于左侧的 Rdson 曲线之下。 确保使用器件数据表中的 SOA 曲线、而不是本常见问题解答中的曲线、因为它只是一个示例。 对于本常见问题解答中讨论的器件、A 和 B 会生成此条件、但器件 C 无法生成。 这表明尽管其漏极电流额定值为19A、但它实际上无法用于这个设计。
图3. MOSFET SOA 曲线示例
同样重要的是要重申裕度的需要。 尽管计算更加精确、但最好在其上面留出一些裕度。 尽管这意味着更高的成本、但它也使设计更安全。
针对其他应用的额外注意事项
在上面考虑的示例中、功率耗散没有受到限制、因为在中对晶体管可以耗散的功率没有限制。 由于这种情况不太可能发生、本节将介绍 MOSFET 中一些常见的功率损耗来源。
电源
通常情况下、设计人员会着手通过最大程度地降低损耗来最大程度地提高电源效率。 FET 中有三个功率损耗来源、即流经 FET 的电流所散发的热量以及导通 FET 时散发的功率。 它们分别称为导通损耗和开关损耗。
- 导通损耗–如前所述、特定 FET 以最低导通电阻导通时、其功耗是最低的。 尽管该电阻随热波动而变化、但最好选择一个能够实现该导通电阻的栅源极电压。
- 开关损耗–FET 会在 ON 和 OFF 之间转换期间消耗额外的功率。 由于在瞬态阶段所花的时间很短、所以这种损耗在静态开关中微不足道。 不过、在开关应用中、这种功率损耗不可忽略。
- 栅极损耗–要导通和关断 FET、栅极电容必须充电和放电。 与开关损耗类似、这在开关应用中起着重要作用。 通过选择具有较短导通和关断延迟的 FET、可以将这些损耗降至最低。
散热
在高功率电路中、散热是设计的一个重要方面、因为如果不加以考虑、会产生破坏性的正反馈环路。 如果采用的 FET 设计必须传导线性恒定漏极电流、则可能的解决方案是将散热器连接到 FET 并更仔细地审查设计的布局。 通过连接散热器、结至环境热阻值会降低、或许可以使用更小、更具成本效益的 FET。 此外、较小的布局变化会更好地为 FET 提供支持、有助于提高散热效率。
结论
为特定应用找到最适合 TPSI310x 和 TPSI305x 的 FET 似乎很困难、因为要考虑很多 FET 特性、并且有很多供应商可供选择。 幸运的是、通过查看 FET 的系统输入、然后对电流、功率进行一些简单的计算并参考安全工作区曲线、可以大大简化上述决策。
要了解有关 TPSI305x 和 TPSI310x 的更多信息、请访问 此处的产品页面。
