[参考译文] UCC28780：空载时的故障问题

您好、Kent：  

感谢您在应用中使用 UCC28780并提供其原理图。  

您的故障分析电子表格基本上会指示3种故障类型：
a)仅上部 GaN FET 发生故障；
b) GaN 以及 BSS126、ACF 控制器和其他器件的故障；  
c)单独的 SR MOSFET 故障。   

第三种类型似乎是独立的、但都是相关的、因为47pF D-S 电容器和30mA 负载似乎可以"解决"问题。  
这意味着上部 GaN FET 对所有这些器件都是通用的。  在(b)中、GaN 故障产生的应力也使 Q5过载、该 Q5发生故障、并导致高电压损坏 U1和 Z5、高电流会烧毁 L7、有时也会烧毁 F1。  基本上、我认为(b)和(a)是相同的失效模式、其中(b)在(a)失效时具有后继损坏。
情况(c)不是很容易弄清楚,但我有一个可能性,我稍后将讨论。  
 
我不会假装知道答案，但我确实有一些怀疑和关切。

首先、在第一个负载为30mA 的视频中、稳定频率约为25kHz、这表明器件在 LPM 下运行。
在第二个视频中、负载为20mA、频率有时会保持在25kHz、有时会降低。  这表明从 LPM 向 SBP 的过渡。
但是、这种转换是不稳定的、这表明 FB 电流存在一些变化。   
在0mA 的第三个视频中、我们看到频率在4000Hz 和2000Hz 之间变化、这也表明了 FB 电流的一些变化。  
我稍后将回到这些要点。   

大约3-4年前、我们对 Navitas 的器件有一些经验、当 VDD 引脚的偏置电压低于规格时、这些器件的运行可能不可靠且无法预测。  上部 GaN FET 依靠通过 D2实现的"自举"偏置电压来保持 VCC 足够高的电压、以便能够保持 VDD 为规格、从而使器件能够可靠运行。  
在 LPM 和 SBP 期间、上部 GaN 不由 PWMH 驱动、因此在这种情况下可靠运行意味着"不要切换"。   

我认为、在 LPM (~30mA 负载)期间、开关频率足够高(25kHz)、能够使 C15完全充电、U6运行正常(不进行开关)。   
我认为、在 SBP (20mA 和更低的负载)期间、开关频率有时会变得过低、从而无法使 C15保持充电足够高并且 C14上的 VDD 下降到规格之外。  
如果 U6的 VDD 变为0V、GaN 应该是惰性的。  但在某个局部电压(我不知道确切的电平)下、GaN FET 可能会由于噪声或 dv/dt 或其他原因而失去对自身的控制并部分导通。   
当 U6部分导通时、它同时具有高电压和电流应力、峰值功率可能会损坏 FET。  这种情况可能会导致快速或经过一段较长的时间后出现故障。  正如我在上述三种故障类型中提到的、有时只有 U6发生故障、有时 U6发生故障会损坏其他组件。  

我针对 SR FET 损坏的假设如下： U6不必要的部分导通也会使存储在钳位电容器 C26和 C27中的泄漏能量放电。  该泄漏能量会累积高于反射输出电压的电压。  当 U6导通时、较高的钳位电压会产生高峰值电流、该电流耦合通过变压器并流经 SR FET、峰值电流会被匝数比放大。    
您的 SR FET 标记为 AONS66540。  我在 Alpha 和 Omega 的网站上搜索了该器件、但该器件未显示。   
我确实找到了 ASONS66520、 ASONS66521和 ASONS66524、随着器件编号的增加、每个都会变成更小的裸片尺寸。   
我担心的是、如果 AONS66540是 甚至小于 AONS66524的新未发布器件、它可能无法 维持 U6开启时出现的峰值电流。  或者,它可以维持它几次,但不在更高的重复。   
另一种可能是来自 U6导通的电流尖峰可能会 在 SR FET 两端产生大于150V 的电压尖峰。   
我看到的这些可能将 U6-FET 故障与 SR 绑定在一起。   

我建议您尝试 以下 想法、以防止 U6 在 VCC 和 VDD 处产生部分电压：
尝试使用 与 U12类似的电路、在 RUN 频率大于24kHz 时驱动 Q3、以便 Q4 在 LPM 模式下始终开启(RUN ~25kHz 时)、 在 RUN 频率 小于24kHz 时始终关闭。 可能需要一些迟滞。   
如果此测试电路在多个电路板上工作、您可以找到一种方法来简化其功能并完成 相同的目标：在 SBP 模式下使 U6完全关闭。  

以下是我针对您的设计提出的一些其他问题、这些问题可能对 U6故障问题有影响、也可能没有影响：
1. 输出端有一个电路看起来具有过流保护功能、其中 当 CS1 电压超过 VerF1电压时、Q1由 U3驱动。   
   a： Verf1电压看起来是 U3输出电压的函数。  从"Verf1"标签处的注释可以看出、Verf1 = 0.0478V、但在 R37和 R38处使用3.9K 和39K 分压器时、LM321输出只能高达0.526V。  可能某个电阻器值有误？
   b. Verf1值取决于 LM321的 Vo 可以达到多高、而电路板之间的 Vo 可能很大、因此电流限制可能会有所不同、从而可能会限制 Iout < 2.34A。
   c.  当 Q1应关闭且 LM321关闭时、Verf1 = 0V、CS1上的任何电压都会使 LM321输出变为高电平并更改 Verf1 。    
   d：   CS1的满载电压约为0.047V。  LM321的典型输入偏移电压 为2mV、最坏情况下高达9mV。  因此、在轻负载条件下、当 CS1 < 9mV 时、LM321可能始终处于运行状态并使 Q1保持开启。  来自 R23的通过光耦合器 U2A 的额外电流可能会干扰 U1上的 FB 电流并 在轻负载下干扰稳压。  
如果负载电流将 CS1电压置于失调电压刚好 、并且 LM321打开和关闭、从而干扰反馈环路、情况尤其如此。  
我建议 从固定电压导出 VerF1并增加迟滞。   
我还建议在移除 Q1的情况下测试轻负载运行情况、以查看安装 Q1后它对运行可能产生的影响。   

2. 我担心电感 L6与 U6串联。  可能这只是一个铁氧体磁珠、但我建议将 其临时短接、以查看其电感是否  会向 U6增加电压尖峰并可能使其过应力。   

3. 我建议将 U4从 ISO7710F 更改为 ISO7730F。   30F 驱动器与-10F 引脚兼容、但-30F 使用从输入到输出的边沿触发驱动、而-10F 使用电平触发驱动。  这~着如果 INH 在 VDD3达到约50 μ s 80us 的规格之前开始开关、则 PWMH 处可能只有部分脉冲、而 INH 处可能只有全脉冲宽度。  使用 ISO7730F 可以防止部分 PWMH 到达 U6、并且只允许全脉冲宽度。  当 U6仍有高峰值电流通过时、这将防止 U6关断。   

我知道我在这里输入了很多信息、但请仔细阅读详细信息。  请记住, 大多数 是我的"猜测"可能会发生什么,它是不确定的。 但我希望至少其中一些能帮助您解决问题。   

此致、

乌尔里希

您好、Kent：  

感谢您的测试结果表。   
我假设中间一行中仍填充了一个 R55或 R56、与底部一行不同。  

在任何情况下、我认为 VDD 符合规格都可能比 VCC 更重要、因为 VDD 是通过稳压器从 VCC 获得的。  
NV6115没有说明该稳压器的最小压降电压。  

我知道最好的目标是通过仅更改现有的组件值来解决此问题。  但是、我认为可能需要电路板上尚未包含的其他组件。

除了增大最小负载外、无法增大 RUN 信号的频率。   
但是、在从 PWML 或 PWMH 发送任何开关信号之前、RUN 至少会变为2us 高电平。   
在 LPM 和 SBP 模式下、不会驱动 PWMH、但高侧器件(NV6115)应在规定范围内、这样它在低侧开关时不会出现异常行为。  

为加快高侧 VCC 和 VDD 的充电速度、我建议进行以下更改：
a： 保持 R55和 R56 = 0r。   
b： 将 R19值从150R 降至47R 或更低。  这将使 C14和 C17的充电速度更快。  除了在 ABM 下每次突发的第一个脉冲外、没有理由控制高侧 GaN 的导通 dv/dt、因为漏电感产生的电流通常会在 PWMH 变为高电平之前将 VDS 降低。  
c. 将 C16从47pF 更改为10pF、将 R12从10R 更改为47R、使 PWM 滤波器仍具有相同的时间常数、但需要1/5的总电荷驱动。
D. 通过更低的 PWM 电荷、我认为 C17可以从22nF 降低到10nF。  
E. Navitas 数据表中的两个想法：-在 Q4 FET 上添加220kR 以对 C10进行少量预充电、从而帮助更快地对 C15进行充电、-在 R19上添加二极管以更快地对 C14进行预充电。   

请尝试通过这些建议、了解它们是否有助于在使用 PWML 开关之前将 U6的偏置保持在规格中。   

此致、
乌尔里希

您好、Kent：  

感谢您提供额外的数据。   
我对最后一行中显示的结果感到困惑。  好像240R 几乎会短接 Q4、C10电压会按预期上升、但 VCC 和 VDD 实际上小于第三排、Q4两端的电阻为200K。  这对我来说毫无意义。   
如何 测量 VCC 和 VDD 电压？  

您是否尝试过我之前建议的项目(c)和(d)？   
您是否还可以尝试将 C15从22nF 降低至10nF？   

我对改变组件值没有任何想法。  我认为导致这个问题的一个主要原因是、低侧导通时间在轻负载下太短、以至于当低 GaN FET 关断时、C15的自举充电不完整。  如果可以使轻负载导通时间更长、则 C15可进行更高的充电。

但是、更长的导通时间意味着更高的峰值电流、这会使开关频率下降。  
如果较高的 IPK 以可闻范围内的频率振动磁性元件、也可能会导致可闻噪声。    

此外、如何 针对负载< 30mA 的情况增加 IPK？   
我认为 PWMH 信号可以用于此目的。  在 AAM 和 ABM 期间、PWMH 处于激活状态、并在 LPM 和 SBP 下停止脉冲。  
因此、 如果检测器电路发现 PWMH 停止脉冲>100us (例如)、则检测器可以触发另一个电路来对 CS 信号进行分频并提高满足 Vcst 电平所需的 IPK。  PWMH 在较高负载下恢复时、同一个检测器可以移除 CS 分频器。   

您可以使用从 CS 到 GND 的简单2K 电阻器来测试此想法。  对于轻负载、IPK 应翻倍、但仅使用负载< 300mA！  它还使所有负载的 IPK 加倍、这可能会在高负载时导致问题。   
如果想法有效、您可以检查可闻噪声。  

此致、
乌尔里希