[参考译文] TIDA-01606：寻求有关器件更改的建议

Gavin

您将必须更新 main.syscfg 中的最大参数(即用于调节)。  这将自动更新 tinv_settings.h

#define TINV_IINV_MAX_SENSE_AMPS  
#define TINV_IGRID_MAX_SENSE_AMPS  

ADC 读数归一化为与 ADC VREF 相对应的满量程。  例如、如果 VREF = 3.3V、则必须计算在 ADC 输入端达到3.3V 所需的输入端电流。   这在  main.sycfg 中的 TINV_IINV_MAX_SENSE_AMPS 中定义。  对于交流读数、SW 将 ADC 读数从-1标准化为1、然后使用 TINV_IINV_MAX_SENSE_AMPS 转换为放大器。 从 TINV.h：

//
//

#if TINV_CURRENT_LOOP_SENSE_OPTION == TINV_ADC
TINV_iInv_A_sensed_pu = ((float32_t)TINV_IINV_A_READ * TINV_ADC_PU_SCALE_FACTOR - TINV_iInv_A_sensedOffset_pu) * 2.0f;

//
// convert the pu values to volts and amps
//
TINV_iGrid_A_sensed_Amps = TINV_iGrid_A_sensed_pu
* TINV_IGRID_MAX_SENSE_AMPS;
TINV_iGrid_B_sensed_Amps = TINV_iGrid_B_sensed_pu
* TINV_IGRID_MAX_SENSE_AMPS;
TINV_iGrid_C_sensed_Amps = TINV_iGrid_C_sensed_pu
* TINV_IGRID_MAX_SENSE_AMPS;

CASR 50-NP 是否是您使用的唯一电流传感器？ 是否像本参考设计一样在电网侧安装了分流传感器(AMC13x)？

增加设计功率将需要您更新许多方面、包括电感器和电容器、热管理和布局等  我假设您已经进行了该分析？

开尔文

Gavin

如果您查看数据表、会发现 CASR 50-NP 传感器的增益为625mV/IPN、其中 IPN 是初级标称 RMS 电流(在您的案例中为50A)。  即增益为12.5mV/Arms。  我想您使用的差分 放大器与参考设计类似(增益为1)。  这意味着信号链增益仅为12.5mV/Arms。  差分放大器中点为1.65V (0A 输入)。  因此、要获得3.3V 的理论 FS ADC 输入、您需要1.65V/12.5mV/Arms = 132Arms 或186A 峰值。  在 syscfg 文件中、您将把186A 作为最大电流、这将校准 SW 增益。   

但请记住、如数据表第8页所述、CASR 50-NP 限制为+/150A 峰值运行电流、即106Arms (我认为它可在线性区域运行)。  其绝对最大输出为+/-170A、即120.2 Arms 峰值(包括非线性运行)。

因此这意味着 ADC 的最大电压仅为1.65V + 106Arms * 12.5mV/Arms = 2.98V (传感器线性运行)  

开尔文

尊敬的 Kelvin：

首先、感谢您的帮助。 我还有其他一些问题要问。
1、当 lab2中的三相电压处于轻载状态时,电压将向外增加。
在 tinv_37x.h 中
TINV_vGrid _A_sensed_pu =((float32_t) TINV_VGRID_A_READ *
TINV_ADC_PU_SCALE_FACTOR -
TINV_vGrid_a_sensedOffset_pu)*-2.0f
在 TINV_37x.c 中、您可找到
TINV_Vinv_a_sensedOffset_pu = TINV_VOLTAGE_OFFSET_pu；
TINV_Vinv_B_sensedOffset_pu = TINV_VOLTAGE_OFFSET_PU；
TINV_Vinv_C_sensedOffset_pu = TINV_VOLTAGE_OFFSET_PU；

TINV_vGrid _A_sensedOffset_pu = TINV_VOLTAGE_OFFSET_PU；
TINV_vGrid B_sensedOffset_pu = TINV_VOLTAGE_OFFSET_PU；
TINV_vGrid C_sensedOffset_pu = TINV_VOLTAGE_OFFSET_PU；

能否给出不同的值来设置这六个值的偏移？
我们希望 SW 的值不会与仪器测量的值有太大差异？

3.您希望尽量减小实验2中的此误差
主要原因是、当我们使用 lab4连接到电网时、110v 的电网连接看起来很成功。
而当接入更高电压的电网(比如150V/180V/220V)时、整个波形将会完全失真。
我们想知道是否因为误差值太大而导致网格连接失败？

4、使用 lab4连接电网时,是否正确的关断程序先关闭交流电源,然后关闭直流电源?
因为当我们关闭交流电源时、整个波形将会完全失真(看起来是失控的吗？)
或者我们是否需要先关闭继电器、然后再关闭交流和直流电源？

5.还有、我想问一下、连接到电网的时候、如何确认电网的现状呢？ 我们的理解是继电器开启后
逆变器输出的三相电压与电网输出的三相电压是否混合在一起？

新年快乐:D
寻求建议
1.在实验4中,当我们连接到网格时,根据文件说明,
当电网电压未达到230Vrms (目前我们使用110Vrms)时、必须开启 TINV_startStage = 1
当 Vrms=230时、打开 TINV_allRelaySet=1、但是在这个过程中、我们会不断遇到电阻烧毁的情况。
2.我们调整了程序,以便在 Vrms=230时,首先打开 TINV_startStage = 1,等待500ms ,然后再打开继电器。
不过、观察到 TINV_powerRms_A_Watts 是 CCS 表达式中的负值？ 它不能像这样使用吗？

Gavin

 与实验3类似、实验4使用 TINV_idRef_pu 来控制逆变器输出。

 TINV_idRef_pu 值越高、逆变器的输出电压越高。  如果您打开电网、并且等待继电器开启时间过长(尝试在2秒内开启)、电阻器将烧毁。  如果您检查电路、您会看到、如果您的电网打开、EMI 滤波器级基本上是无功负载。  因此、电阻器将变热、尤其是在230Vrms 时。  您可以通过使用更大的浪涌电阻器来解决此问题。  请计算230Vrms 和60/50Hz 时无功负载的功率损耗。  请首先注意电阻器额定功率问题。   

在实验3中、当您使用电阻器测试逆变器时、TINV_powerRms_A_Watts 读数的符号是什么？ 我认为、如果逆变器将功率推送到负载、则 TINV_powerRms_A_Watts 应为正。  如果为负、我认为您需要增大 TINV_idRef_pu。  与 PFC 模式中一样、负功率是指流入直流链路的功率。

您是否使用 Chroma 来仿真电网？   

在实验3中、您可以看到、对于给定的 TINV_idRef_pu、不同的电阻负载将为您提供不同的逆变器输出电压。  您基本上要控制电流源。  因此、如果"电网"阻抗低于实验3电阻器、则可能无法使用相同的 TINV_idRef_pu 值。  您是否了解电网阻抗？

正确的关闭顺序是什么：

1.如果在  电网仍连接的情况下关闭逆变器 PWM 或 TINV_idRef_pu = 0、则 保持浪涌电阻上的继电器是安全的。  接下来、您可以关闭电网交流电源。  如果您的交流电源是 Chroma、它可能也有自己的继电器(关闭时)。  接下来、关闭直流电源。  最后、您可以 停止 CCS 中的调试器并使辅助24V 电源断电。

BTW、我建议您增加浪涌电阻器的额定功率、或使用 PTC 热敏电阻实现浪涌保护  PTCEL13R600LBE。

注意：在实验4中、打开功率级时、逆变器应该锁定到电网频率(PLL)。

BTW、您要为哪些终端设备/应用进行设计？

祝你新年快乐!

你好  

在今天测试谐波时、我们使用上述设置将最大功率调整到14KW (850V 直流/ 254V 交流输出)
、但当 TINV_idRef_pu > 0.34 (14KW)时、电源基板将停止输出。 有任何修改上述设置值的建议吗？
此外、还​​修改了以下两个值：

额定功率：17000
操作功率：15000 

谢谢：D 

您是否使用 与1606参考设计相同的电压感应和电流检测电气设计？   感测极性至关重要。  在 SW (TINV.h、从405行开始)中、我们具有电压符号反相的代码、因为参考硬件使用反相电压感应。

您是否在电压(输出230Vrms)和功率(14kW)等各种工作条件下在实验3中测试了您的硬件？  实验3使用电阻器负载、因此您必须具有能够处理这种功率的负载。 请使用实验3来熟悉硬件和软件、然后只能转到实验4。

Gavin

请注意、 F28379D 示例软件使用正弦 PWM 控制、而 F280039C 示例使用 SVPWM。   

F280039C 示例代码针对直流链路的中点进行电压调节、这对于不平衡交流电网的情况很好。

您是否指的是线路电流 THD？

开尔文

根据我们硬件工程师提供的信息、除了以下元件改动外、硬件的电路设计和元件都与 TIDA-01606的电路设计和元件(包括布局)相同
1. CASR 15-NP -> CASR 50-NP (U3/U4/U6)(是否需要启用 CASR 50-NP？)
2. 2M→1m (R5/R41/R47)
3. L1/L3/L5最大功率
4. L2/L4/L6/L6最大功率
5、C8/C9/C10提高耐受电压

使用的控制卡是 F28379D
Chromium 62180D-1200提供的直流电压
使用的电流负载是 Chrome 61815
是的、我是说当前 THD 将在第35到36次超出限制值。

在实验3中时、由于时间限制(我从事这项工作大约3个月了、实际上有很多事情我不明白)、测试过程中每个相位的电压差相对较大。
我们已经在低电压(380VDC~600V DC)下进行了测试、
主要是由于三相波形的不稳定性、以及​​从调试中看到的 VRMS/IRMS 值和​​从仪器获得的高压值之间的差异、我们首先暂停实验3测试。
由于时间压力、我们迫切需要进行谐波测试、因此我们直接进行了实验4 (我们今天首次成功测试了 DC850V AC254V、在12KW~13kW 之间运行超过半小时、以测试谐波)
我们在今天的测试过程中更改了一些内容。
1.输入直流800V、确认通电、然后增加到直流850V
2.首先输入110V 到交流端子,确保继电器打开。
3.将 IDREF_pu 的值从0.005增加到0.1
4.将 AC 增大到220V 以确认电源输出正常,然后再增大到 AC 254V。
5.慢慢增大 Idref_pu 的值到0.33 (约13.7KW)
6.当 IDREF_PU 达到0.34 (功率超过14KW)时、不会立即产生输出。
7.直接设置 Idref_pu=0、关闭 AC->关闭 DC
我的问题是、如果将起始 IDREF_pu 设置为从头开始更高的值、交流端能否从头开始提供交流254V 电压？
因为当初始测试中使用 IdREF_PU=0.005时、AC254V 无功率输出。
非常感谢您的帮助

一些评论：

1. 1606参考设计布局的设计支持16Arms 电流。  如果您希望支持更高的电流、则必须考虑布线宽度和厚度、并将其降额以反映温度。  有许多在线的 calc 工具可帮助您在给定电流和温度差值目标的情况下进行此迹线宽度估算。   您的新设计中是否考虑到了这一点？

 我担心 您在实验3中看到的波形的不稳定性。  这表明您尚未设置正确的补偿值。  在测试新设计时、我必须在 main.syscfg 中使用补偿设计器调整补偿参数。  这将是控制环路带宽和相位裕度/稳定性之间的折衷。   尝试使用 KDC 和 fz0值 、直到获得稳定的响应。  当您获得稳定的响应时、它应该很明显。  不要继续、直到达到稳定控制回路的高功率。

3.在这些测试中、请确保观察观察观察窗口 TINV_boardFaultFlags。  如果有故障、PWM 将停止、您可能必须进行复位。

4. 我认为您已经根据您的要求在 tinv_user_settings.h 中更新了这些参数:

#define TINV_VBUS_OVERVOLT_LIMIT 900
#define TINV_GRID_OVER_UNDER_FREQ_LIMIT 3.
#define TINV_GRID_OVER_UNDER_VRMS_LIMIT 35
#define TINV_UNIVERSAL_GRID_MAX_VRMS 240
#define TINV_UNIVERSAL_GRID_MIN_VRMS 20.
#define TINV_UNIVERSAL_GRID_MAX_FREQ 65
#define TINV_UNIVERSAL_GRID_MIN_FREQ 45.

如果不更新这些函数、可能会导致故障跳闸。

5.我不知道为什么你不能直接去 254Vac。

开尔文

e2e.ti.com/.../TIDA_2D00_01606E7_2800_001_29005F00_Sch.PDF

Gavin  

我谨随附1606 (E7)的更新参考设计原理图。    与 E6相比、第4页上的 E7 EMI 阶段示例有所改进。 您可以忽略 TPSF12C3DYYR (有源 EMI 滤波器器件)、因为它是占位符。  这里、我想强调的重要区别是通过 C67、C71、C72、C73、C75从 V_SN_N 到 VDC_MID 的交流耦合。 C76。  在 E7设计中、我们提供了用于共模滤波的 GRID_GND 或接地连接。  这在 E6中缺失。

我只是认为这可能是 THD 结果中的一个因素。

BTW、pdf 可单击。  您可以通过单击部件找到部件的 P/N。

开尔文

另一个提示：在梳理代码时、我喜欢使用键盘上的 CTRL H 来搜索项目中的变量。 例如、我可以搜索  TINV_VBUS_OVERVOLT_LIMIT、查看使用了哪个文件。 这有助于我浏览大型项目并更好地理解它。  这是一个很大的设计、了解硬件和软件需要花费一些时间。

事实上、我在启动 E7板时遇到了几个问题、其中一个问题是 HW 中的电压感测极性错误。 另一个是降低 EMI。  在隔离式直流/直流偏置电源的输入端使用铁氧体对 EMI 有很大帮助。  最后、在 E7中、我最终通过铁氧体(而不是0r 电阻)将 MCU 接地端连接到接地端 GND、以帮助降低噪声。

此外、请确保有足够的气流来冷却功率级散热器。  在10kW 时、SiC FET 预计会产生大约200W 的损耗。  

开尔文

Gavin

另一个需要考虑的地方是薄膜电容器的纹波电流额定值。   在 E7设计中、我们使用了4个3.9uF 薄膜电容器(2个从 DC+到 VMID、2个从 VMID 到 DC-)来支持10Arms 的 HF 纹波电流。  该 HF 纹波电流基于我们的 PLECS 仿真。

 如果没有在给定电流额定值下使用正确的薄膜电容器、THD 可能会失真。

你好
是的、我们已经更新了 user_setting.h 的值

您好！
1.是的、问硬件工程师后、答案是我们加厚了布局电路、支持更大的电流。
2、关于补偿设计人员的补偿参数调整部分,实际上我们无法确定哪种情况好? 哪种情况相对较差？ 因此、我们只能根据用户手册中的图形调整相对相似的图形。 将其替换为图形值。 对于此器件、您有什么好建议吗？
3.我们不直接使用交流254V 的原因是我们带了两块电路板
第一个直接连接到850V DC。当连接到254V AC 时、B 相电阻器过热并烧坏。 修复电阻器后、B 相输出无法正常工作(后来确认 MOSFET 也被烧毁。 我看到一束火在我的眼睛面前飞)
因此、为了确保可以进行实验、我们将在第二部分增加电压：从低到110VAC -> 220VAC -> 254VAC、600VDC -> 800VDC -> 850V DC (当天只带来了两个电源基板)
如果电阻器烧毁、我们将考虑使用热敏电阻替换它。 再次测试以查看情况是否有所改善。
关于电源背板的第一个问题是、根据硬件工程师的回复修改了 MOSFET 的规格。
C3M0060065D 修改为 C3M0045065D
C3M0075120D 修改为 C3M0032120D
但是在实验2中的当前测试中、只要该基板超过10KW (在另一个未修改的 MOSFET 上同一图像可以达到14KW)、输出就会下降。
但是使用仿真软件来观察效果、更换后的散热和效率会更好。 我不知道您对此有何建议？
4.我们目前使用的是 E6版本的设计。 由于已经发运了1000件(电路板似乎还没有清洗过)、我们不确定是否需要修改。 但是、该设计图纸仍然对我们有很大帮助。 如果可能、我们会与制造商讨论、看看是否可以稍后制作。
前24片剂只能用眼泪在眼睛(计划在1月15日左右到达)
5.另一个我想问的问题是、是否可以更改 tinv_user_setting.h 中的计时器#define TINV_ISR2_TRIG_BASE CPUTIMER2_BASE？ (目前使用 F28379D)
我在 TI 的论坛中找到了一个 Modbus 参考示例、它使用计时器、因此我将它设置为 timer2。 因此、不会显示 VRMS/IRMS 的 XD
6.我们希望该风扇的速度能得到定期控制、因此我们将原始风扇开关 GPIO9设置为 GPIO_9_EPWM5B。 这是否会对系统产生影响？

有很多问题、我希望它们不会给您带来任何麻烦
非常感谢您的帮助。

对于补偿、您必须摆弄这些值。  从用户指南中显示的值开始是一个很好的开始。  您将看到当前波形随每个新的补偿值而变化。  稳定系统的 波形中具有极小的尖峰。

您提到输出已下降... CCS 监视窗口上是否报告了任何故障？

您可以尝试对风扇进行 PWM。 功率级的 EMI 可能会影响风扇正常工作。 可能必须使用咬接式铁氧体  

您好！
存在功率无法达到15kW 的问题。 后来、在硬件工程师在 PCB 引脚上进行加固焊接后、Lab2现在可以在15kW 下稳定运行。
但对于实验3、只要电压高于直流600V、FAULT_iInv (A/B/C)_overCurrent=1的可能性就大。 为什么？
此外、我们将读取 TINV_iGridRms_(A/B/C)_sensed_Amps 的值。
TINV_iGridRms_a_sensed_Amps 的值远小于实际值。
TINV_iGridRms_B_sensed_Amps 的偏差将介于 A/C 之间
TINV_iGridRms_C_sensed_Amps 读取的值将更接近实际值。
这与传感器和控制卡之间的距离有什么关系吗？

感谢您的帮助

您好、
有疑问？
为什么 F28379D 不使用 SVPWM？ 需要考虑哪些因素？ 

Gavin

对不起,我是 OOO 几个星期。  现在我回来了。   

当1606首次与79D 控制器一起发布时、先前的工程师决定使用正弦 PWM 控制(可能是由于此方法简单)。   

在支持39°C 的最新版本中、我们决定使用 SVPWM、因为它具有许多优点。  SPWM 与 SVPWM 之间的主要权衡可在线找到：

正弦脉宽调制(SPWM)和空间矢量脉宽调制(SVPWM)都是用于控制三相逆变器输出电压的技术、但主要区别在于 SVPWM 通常可以更好地利用直流母线电压、从而比 SPWM 降低谐波失真并提高效率、SPWM 通过将正弦信号与三角载波进行比较来生成更正弦波； 使 SVPWM 成为一种更高级的控制方法、但其实现也更复杂。

开尔文

很高兴再次见到您！

因此、如果我们将来有新项目需要处理、我们应该考虑使用39C 而不是 SVPWM。

此外、我要向各位报告、我们仍有一些问题。

在实验2中、我们测试过它可以在15kW 上长时间运行。 (尽管其 ADC 始终不准确)

Lab3、目前我们想先了解如何调整 SFRA、所以我们先暂停。 我们以前所看到的是例如：A 相电压100V、B 相电压60~70V、C 相110 (接近实际值)

Lab4可以连到电网上、最大功率只有14KW、谐波、交流、直流仍然存在问题、我会等待 Lab3调谐后再重新测试。

LAB5可在30Vrms 下启动 PFC。 用户指南发现、它只能在30Vrms 下进行测试。 能否在230Vrms 下进行测试？ (我们目前在100Vrms 时会遇到过流问题)

实验6、通过调整负载和测试方法、您可以在230Vrms 时执行 SFRA、并获得正常模式：D

Lab7、使用由 Lab6调整的 TINV_GI_PI_KP TINV_GI_PI_KI 以继续执行 SFRA。 它当前可以达到12KW (稍后会发生过流错误)

关于 SFRA 的调整、我有一些问题要问您。

1.有些文件建议 PM>45度、gm =6 dB。 真的是这样吗？

但是在 UG 中保存了实验3 sfra 的模式、PM：44.69deg、GM：18.23dB？ (3-13)

Lab4 PM:37.33度 GM:5.02dB ?(3-15)

实验6 PM：64.73度 GM：16.56dB (3-28)

Lab7 PM：41.81度 GM：52.27dB (3-32)为什么？

2.频率值​​看起来不同。 有多少位是正确的？

3.图3-22当我们设计补偿时,红点应该是0dB 交叉点的右侧吗? 向左移动？ 这会产生任何影响吗？

很高兴再次见到你回答问题,谢谢:D

是的,我们推荐39C 用于新项目。

对于 ADC 测量精度、您的 ADC 电压基准是多少？ 如果您使用3.3V 电源轨作为 ADC 基准、这会对精度产生重大影响  

我实际上自己还没有完成 SFRA 函数、因此我还不能给您提供有关此方面的见解。  我仅使用补偿工具就能够调节环路。

考虑到这一点、我认为39C 示例代码没有包括 SFRA ...

实验5旨在用作转到更高电压和功率之前的快速测试、如实验6中所示。  实验5不需要进行环路调优、因为它仅用于验证基本的升压功能。  如果您对电流环路进行了调优、则在更高的电压下运行实验5不会出现问题。  现在、如果您的电流环路未正确调优、正如您可以想象的那样、高增益可能会导致 OC 问题。

对于相位裕度和增益裕  度、建议的增益裕度介于45-60度和6-12dB 之间。

我同意其中一些 SFRA 结果并不理想。  我不知道为什么这里显示了这些结果、因为相位裕度不是至少45度。

您好！
"我又来了!
昨天我问了一个关于频率的问题。
因为当参考一些文档时、上述情况表明 Fc =关断频率的1/5~1/10？ (约5K~10kHz)
然而、另一个文档提到、当 PFC 被使用时、FC = 10~20 μ s 60Hz 的时间(600~1200Hz)
参考 TI 文件显示大约600Hz、但是在运行 SFRA 后、上面显示的频率大约为1300Hz (看起来是10~20 μ s 的60Hz)。
但是、问题就来了。
当我启动 PFC 时、将负电压设置为3.18K、AC=220V
1.打开继电器
TINV_idRef_pu =-0.013 (稍后修改为-0.009、因为-0.013 VBUS 将超过直流900V)。
3. startpowerStage、vBus 目前会发生显著变化。 从接近900VDC->850VDC (稳定)
在实验6中、我从交流180V 开始、然后将其升压至220VAC、但我认为这是错误的。
这与频率有什么关系吗？

Gavin

根据经验、您需要将交流电流和电压传感器硬件滤波器截止 频率设置为与电网频率相差几个十倍频程。  我可以在任何地方20倍到100倍的 FC。  这是为了出于功率因数校正原因、尽可能减小工作条件下滤波器级的相位误差。   对于公共耦合 PCC 测量的网格点、5kHz 应该没有问题。  如果要进一步降低噪声(例如求平均值)、您可以稍后添加 SW 滤波器。  但请记住 、硬件滤波器是靶向较大噪声 尖峰(如果您认为它们会出现)的唯一级、然后才会混叠到采样中。  一旦混叠到基带中、软件滤波实际上就不能有太多作用。  有很多在线材料讨论了混叠。  只是为了让您了解硬件与软件过滤。  在软件中有些事情是不能做的。  对于抗混叠、您可以使用 LP 硬件滤波并增加采样频率。

对于开关节点电流检测、从控制的角度而言、您可能需要多多一点 BW、因此20kHz 就可以接受。  稍后您可以轻松地更改截止值、这样就没有什么大不了的。

请注意、不要在输出端混淆滤波器截止频率与 RC 电荷桶。  电荷桶的 RC 值小得多、有助于将 ADC 驱动至 LSB/2。  它基本上可降低对于给定 N 位 ADC 和 VREF 的运算放大器 BW 要求。  TI 有一个模拟设计器工具、可帮助您进行电荷桶设计、从而连接 SAR ADC。

开尔文

你(们)好
我在这里再次提问、
TIDA-01606第70页的用户指南中更改了。 如何设置 FED_SOFT_START、如图3-26所示？

2.用电流探头观察电流波形时、设置 TINV_startPowerStage 时、电流波形会严重失真。 这是否正常？

3.在实验7中进行测试时、当输出达到8KW 时、电流波形会从正波形变为上波形吗？ 您认为这样做的可能原因是什么？

感谢您的帮助、希望您能给我一些建议。

你(们)好

请告知：

我们最近制造了一批 TIDA-01606发现了一个问题,即输出功率低于预期的15kW !

稍后、我们将死区(in us)增加到0.2以达到15kW、但根据数据表、使用的 MOSFET 只需设置为0.1us、应该足够了。

您想知道增加死区会对系统产生什么影响吗？

BR、

Gavin

我很快就会回到你的身边

1.我正在等待我的同事看看他是否知道代码中的软启动功能。  我不能在第一次看时自己找到它。

2.电流波形不正常。  不稳定的系统。  您需要调整补偿、直到获得良好的正弦电流曲线。

请调整增益和带宽。  当您降低带宽时、系统往往会更加稳定、但这可能 会影响瞬态性能。

3.您能否确认您已经正确校准了您的电流传感器与正确的 ABS 最大设置?  此外、您的控制器 ADC 基准是否配置为3.3V？

通常、增加死区会增加失真(THD)。  对于 E7板、我们使板能够在150ns 的频率下工作。

开尔文

Gavin

关于软启动功能、您可能需要检查 tinv.h 中的 TINV_HAL_updatePWMDeadBand 函数使用情况

开尔文

您好！

我可以问一下、正确的绝对最大值设置意味着什么？
说到 E7板、该板能否支持高达30kW 的功率？ 或者 TI 是否有其他支持高达30kW 功率的解决方案？ 我们目前正在评估下一版本(在今年年底之前完成30kW 的开发和验证)。 如果没有惊喜、也没有选择、那么我们将继续使用 TIDA-01606的 E7版本。 然后加强电压和电流电阻...

此外、我将再次查找检查 TINV_HAL_updatePWMDeadBand 的时间。 感谢你的帮助。

最后、我想征求您的意见。 在 Lab3/4/67/7中、我们都遇到了相同的问题、即最大功率只能低于14KW？ 同样的问题也是我们遇到过流。 SFRA 调整的可能原因是什么？ 或者在硬件中有什么需要注意的地方吗？

BR、
Gavin

你(们)好

我们现在遇到了一个奇怪的现象。 当输出为14KW 时、无论 PFC 或逆变器模式如何、硬件保护都将跳变！
有没有我们没有注意到的地方？

BR、
Gavin

Gavin

通常、该3L T 型拓扑 可支持30kW 的功率。  例如、 wolfspeed 的这种25kW T 型设计。  

如果您要使用 E7 1606支持30kW 功率、则需要考虑新的电流传感器、磁性元件、电容器和 PCB 布局。

由于我们的测试设备的限制以及我们从一开始就提出的设计要求、我们在测试中仅测试了高达11kW 的设计。

您是否能够使用示波器捕获过流事件？

是否同时使用霍尔电流传感器和基于分流器的 AMC 传感器？

抱歉、绝对最大值表示绝对最大值。  我是指 syscfg 文件中的设置。  VBUS MAX SENSE 等值可以设置最大测量范围。  在代码中、所有操作都是相对项(交流为-1到1、直流为0到1)。  然后代码使用  VBUS MAX 检测以及相对项转换为实际电压。

您好！
是的、我们同时使用霍尔电流传感器和基于分流器的 AMC 传感器。 使用示波器捕获过流事件可能有点困难。 我们使用电流探头进行监控、但却从未出现过流？
这是否与三相的不均匀有关？ 我们的实际测量发现、每个相位的差值接近1A、例如10A 相、B 11A 相和 C 12A 相。
尤其是在我们使用色度仪器时,它可以达到14KW,但当连接到电网进行并网测试时,它只能达到8KW。
BR、
Gavin

您好！
您想问一下、来自栅极驱动器的 FLT 信号与 UCC21710-Q1有什么关系吗？ (我们的额定功率是15kW)？
BR、
Gavin

可能...UCC21710具有 DESAT OCP 功能。  如果您要增大漏极电流、则必须  为新设计确定相应的 DESAT 阈值。

查看此栅极驱动器 calc 工具、它可以帮助您进行 DESAT 设计：

https://www.ti.com/tool/download/SLUC695

您需要将 VOCDET (来自电子表格工具)与 SiC FET 的 IV 曲线对齐。

如果您将电压设置得过低、则可能会因电流尖峰而跳闸更频繁。  电路中也有消隐时间。

开尔文

您好！

我们使用栅极驱动器 calc 工具将 VOCDET 的电压调整至与 E7版本相同(约4V)、还将其调整到更大的电压(约7V)。 结果是相同的。 功率只能达到13~14KW。 如果功率超过14KW、硬件 FLT 的红光将会跳变。
那么是增大还是减小 R2的电压值呢？ 根据您之前的回复、应该增加、对吧？
此外、硬件会闪烁 FLT 的红灯、但软件不会发出任何警告？ 我的设置有什么问题吗？
BR、
Gavin