[参考译文] PMP20021：如何将 PMP20021类型电路的效率提高到98%

您好、Nitish、
PMP20021设计中的主要损耗来源为：

-电感器(~1.5W)
-顶部和底部 FET (每个~1W)
-缓冲器(~0.4W)
-电流感应电阻器(~0.15W)
－控制器/驱动器
PCB 铜损耗

要提高效率、您可以尝试以下操作：

1) 1)将开关频率从300kHz 降低到100KHz - 200kHz。 在100KHz 时、FET 开关损耗将减少2/3或节省~0.5W。 然而、为了保持相同的电感器峰峰值纹波电流(以保持相同的输出纹波电压)、电感将需要增加3倍。 这将增加电感磁芯损耗、除非使用损耗更大且更低的磁芯材料。

2) 2)参考设计中选择的电感器较小。 为了降低其损耗、请选择具有较低绕组电阻和铁氧体磁芯材料的较大电阻。 Coilcraft SERxxxx 系列等内核可能仅在交流/内核损耗下就可节省0.4W - 0.6W 的功率。 它们还具有非常低的绕组电阻。

3) 3)减少或消除缓冲器。 这可能会增加开关节点振铃、因此需要良好的布局。 它还可能增加 EMI。 通过降低2200pF 电容器而不是电阻器来减少缓冲器、因为电阻器仅影响阻尼。

4) 4)像 CSD18504Q5A 这样的"更快" FET 具有更低的栅极电荷、这应降低开关损耗、但代价是 RDS_ON 更高。 开关损耗和传导损耗之间存在折衷。 在该设计中、开关损耗比导通损耗高约3倍、因此电阻稍快的 FET 可略微降低总 FET 损耗。 这最好由实际测量值确定。

此致、
John Betten

Nitish、

组件中的损耗基于计算、仅为估算值、但代表大多数损耗。 随着您努力实现更高的效率、识别所有损耗变得越来越困难、因为即使是次要损耗也会开始产生影响。 通常只能通过测量某些损耗(开关转换时间、较低的 FET 体二极管驻留时间等)来获得准确的信息。 以前未包括的其他术语、例如 FET 输出电容损耗、也开始考虑。   

1) 1)如果我将开关频率降低至100kHz、是否需要响应中更快的 FET (4)？

较低的开关频率肯定有助于降低开关损耗。 更快的 FET 将进一步降低剩余的开关损耗。 我将从参考设计中的相同 FET 开始、如果您仍然需要更高的效率、请尝试更快的 FET。 风险是、新 FET 导通损耗的增加超过开关损耗的增益。 或者、仅为底部 FET 选择较低的 RDS_ON FET 也会有所帮助(为顶部选择较快的 FET、为底部选择较低的 RDS_ON FET)。

2) 2)我将查看 Coilcraft SERxxx 系列电感器。 对于300kHz 和100kHz、您是否建议使用其他低损耗系列？

大多数主要制造商、Wurth、TDK、Coiltronics、Pulse、 ETC 制造大型铁氧体电感器。 Coilcraft 的选择器还根据您的设计输入指定磁芯损耗、我相信 Wurth 也有相应的工具。

3) 3)感谢您指出缓冲器损耗。

不用客气。

4) 4)根据我的空间要求、我可能会选择不降低开关频率、在这种情况下、我将研究更快的 FET。
我计划使用 TI 文档 slyt664中 George Lakkas 提供的公式。

另一种可能是并联两个 FET。 如果仅一个 FET 中的功率会产生过多的温升、这将大有裨益。 假设每个 FET 的导通损耗是原始 FET RDS_ON 的2倍、则它还会降低导通损耗、因为每个 FET 的导通损耗都基于 I^2R。 除非每个 FET 的总栅极电荷小于原 FET 的1/2、否则这不会影响开关损耗。 另一个可能有所帮助的选项。

5)从测试结果中可以看出 、PMP20021在 满负载(12V x 20A)时可实现95%的效率。 240W 的5%= 12W。
根据您的损耗数据、控制器/驱动器(LM25119)和 PCB 铜损耗中似乎存在~4W。
根据 LM25119 数据表、偏置电流总计~ 6.5mA (最大值)。 这意味 着 LM25119 的功耗为24V x 6.5mA = 0.156W。
您是否说 PCB 铜损耗为~3.8W？

不是、正如我提到的、损耗基于估算值。 PCB 铜损耗未知、但真实存在。 您显示的控制器损耗加上一些 FET 栅极驱动损耗(基于 f*Qtot*V)。 该项在控制器、FET 栅极电阻器和 FET 之间进行了划分。

此致、

John Betten