作者: Pete Semig 德州仪器(TI)高精度线性产品部的模拟应用工程师
在TI E2E 论坛上为客户提供支持时，我遇到的最常见的问题就是直流感应。直流感应方法很简单，就是安放一个与负载（分流电阻器）串联的电阻器，然后测量整个电阻器的电压（分流电压）。对于频程为 10 至 15 倍的负载电流而言，这种方法极为有效。
但是低功耗应用需要 30 倍乃至更高频程的电流感应解决方案。使用线性器件测量分流电压时，实现这种宽负载电流范围可能很困难。
放大器输出摆幅会限制可测量的负载电流范围。例如，从 100mV 至 4.9V 的输出摆幅相当于频程约 15 倍的线性输出范围。那么如果要测量 30 倍频程的负载电流，应该怎么做？调节增益！
图 1 所示的是两个增益如何能够增大可测量负载电流范围。
图 1
两个增益范围的电流感应
对数放大器和可编程增益放大器是一个选项…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Tom Wang (王中南)
杰克是发电站的一位极负盛誉的资深工程师，退休时受到了极大的赞誉和认可。杰克退休几个月以后，发电站发生了大故障，几乎所有系统都涉及其中。工程师团队无法迅速诊断其中的问题，情急之下他们打通了杰克的电话请求帮助。
杰克查看了一下现场，检查了状态指示灯并做了一些计算后，径直的走到一排灰色盒子的旁边，打开了其中的一个，拍了拍其中的继电器。瞬间，状态指示灯发生了变化，系统恢复了正常。
对于这个简单的故障排除，杰克向公司发出了一份账单：咨询费500美元。用这个金额支付这次严重故障的咨询已经算保守了。但公司的会计师却不以为然，并质疑为什么要支付500美元，毕竟排查故障也没用多久。会计师要求杰克提供一个项目详单。于是杰克手写了一份详单，内容如下：
实在是抱歉，我引用了这个故事，而无法通知故事的作者。因为我实在记不得是谁写了这个故事…
作者: TI专家Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Rickey Xiong (熊尧)
你曾用过线性电位计作为音量控制器吗？如果你使用过，你可能会发现，音量跳变得非常快。如果想将音量调整得相当小，你可能需要safe-cracker般的灵敏触觉（safe-cracker能够靠自己灵敏的听觉来破译保险箱的密码，作者此处是一种比喻，对于线性电位计，常人是很难将音量调得相当小的）。这时就需要对数电位计。
我们的听觉有相当大的动态范围。我们的耳朵（尤其年轻人）能够识别的有效范围是120dB或者更大，1000000：1的比率。音量大小（以分贝为单位）的起点取决于我们的听觉能力，通常为1dB，这是我们能感受到的最小的音量变化。以分贝为单位，对数电位计是近似线性的，所以，对数电位计在位置上的改变会带来音量上相对应的改变。
图1显示了使用线性电位计和数学上理想的对数电位计来分压时的衰减比例。转动电位计到50%的位置，输出电压是输入电压的0…
作者: TI专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Michael Huang (黄翔)
以前谈到电源去耦，我警告过糟糕的去耦会增加放大器的失真。一位读者问了一个有趣的问题，去耦电容的接地脚应该在哪里接地才能消除这个问题呢？
这个问题升级到关于正确接地的技术。题目太大了，不过我也许能够提供一些启发性的例子。
Figure 1是反向放大电路与同相放大电路及其杂散接地寄生电阻和电感（用红色标出）。节点A、B、C是理想地。但如果电流流过接地的寄生阻抗，这些节点将形成不同的电位。这些寄生的阻抗会使得对地失真电流影响到输入信号。
读者的问题是“去耦电容的接地端应该连在哪里”。这是重点。从运放电源脚流进的电流（也流经去耦电容）会引起失真，因为电流只提供了半个正弦波。如果失真（或其他干扰）电流流过一个脆弱的地节点，它会增加放大器的失真（或其他误差）。
一个干扰或失真电流流进A节点直接影响了输入信号的参考地…
作者: TI专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Michael Huang (黄翔)
建立时间是运放阶跃响应进入和停留在最终值的特定误差范围内的所需时间。它在一些应用中十分重要，例如驱动AD转换器，数字化的快速变化输入。但我们先超越这个定义看一看，聚焦在建立波形的特性上。
之前关于压摆率的博文中讲到一个运放是如何从陡升斜坡到小信号稳定波形上的转变，如Figure1。随着增益的上升，你可以看到靠近最终值的速度也变慢了。这是因为增益更高，闭环带宽减小。
此例子的运放在增益为1的时候相位裕量约为90°。请注意即使是单位增益时也没有过冲。它近乎完美的一阶响应就像一个标准品，可以作为比较的基准，但你不太可能找到一个运放在增益为1的情况下拥有如此充足的相位裕量。
Figure 2中的响应更符合实际（也许有点悲观）。这些波形来自同一个运放，这个运放在增益为1时的相位裕量约35°（理想运放的响应也列出以供对比…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 David Zhao (赵大伟)
收起书本，拿出一张白纸。每个问题会和过去信号链的博文相关。如果你回答这些问题时有些困难，点击链接来引出关于这个话题的知识点。结尾处会提供答案，因此你可以给自己打分。试试看吧！
1. 增益为-0.1(反向) 的放大器…
2. 将运放用作比较器…
作者: TI专家Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Rickey Xiong (熊尧)
本周的TI校园招聘之行使我回忆起一些难忘的面试经历------在这些面试中，我以面试者的身份参加过，也以面试官的身份参加过。其中的一次面试经历仍然萦绕在我的脑海中。那时我正在寻找我的第一份工作，我特别希望得到这份工作，但遗憾的是我却与它失之交臂。在相当长的一段时间内，我都在怀疑我没能得到这份工作是因为我在处理一个具体的技术问题时的方法有问题。稍后我会讨论我在那次面试时遇到的问题。
这些年我看到了很多关于工程师面试问题的文章。有一些是棘手的智力问题，会让你感到极其困扰。其它一些是基本技能的考核。作为一个面试者，仔细地研究这些问题是一个提升自己能力的好机会。最近，在blog on EDN’s site网站上有一个关于运放的有趣的面试问题。点击这个网站可以查看。
这些年来，我围绕着面试这个话题进行过很多激烈的讨论…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Tom Wang (王中南)
斩波型运放提供较低的失调电压，同时也极大地减少了1 / f(闪烁)噪声。它是怎么做到的？这篇短文就来讨论这个主题。
斩波运放的输入级如图1所示，是一个具有差动输入和差动输出的相对传统的跨导放大器。斩波开关完成输入和输出正负极的换向，输入和输出的换向是同步的。由于差动输入和输出同时换向，开关网络将在电容C1上产生恒定的信号。
跨导放大级的失调电压存在于输入开关网络，它被输出开关反向并周期性地传送到输出端。失调电压引起的输出电流会导致电容C1两端产生电压，这个电压会随着换向开关的换向而以相同斜率上升和下降。运放内部逻辑通过平衡上升和下降时间来保证电容C1输出电压为零，从而实现零失调。
早期的斩波只提供有限的三角波噪声的滤除，这导致它们被标上产生恶劣噪声设备的标签，并仅仅被用于那些将失调电压做为关键性能的场合。（这也许是发出大噪声的摩托车名字的来源…
作者: TI专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Michael Huang (黄翔)
看了上次的电阻难题了吗？如果错过了请查看这里。
解答如下：
我们不习惯读三维的原理图，所以第一步我们先清楚地重新画出它。有三条很明显的从A到B的路径，用蓝色、绿色和红色标出。每条路径都有一个串联起来的链路1Ω—R—1Ω。3Ω电阻有效地与R并联。这些3Ω电阻连接的对称性，使它们与并联电阻R等效。
从A到B的总电阻为1Ω，所以每个支路的阻值为3Ω。每个支路的两端是1Ω，所以中间的并联网络阻值为1Ω，经过计算R是1.5Ω，与3Ω并联得到1Ω。
有趣么？也许您错过了一个更早的难题，infinite resistor network（无限电阻网络），这个更有趣。
…作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Tom Wang (王中南)
上次博客中，我提出了一个小题目来考验一下你的能力，在公布答案之前再重复一下问题：这个无穷电阻网络的等效电阻是多少？
虽然用数学知识可以精确解出这个值，但是我却希望读者能给出答案和解释。解出这个问题的关键在于你要意识到：第二个方格中，一个电阻和剩下的无穷电阻网络并联，而这个无穷网络的电阻阻值仍然是R。
我收到了来自三个读者的答案，其中最快一位读者的解答中，设等效电阻为Req，他的解答过程和描述如下：
1欧姆电阻用R表示，设等效电阻为Req：
我将最左边两个电阻右侧的电阻网络用一个Req来等效。我可以这样等效是因为这是个无穷网络，去掉2个电阻也不会影响到网络的等效电阻值。这样，等效电阻Req先和1欧姆的电阻并联，再和另一个水平放置的1欧姆电阻串联。串联后的总电阻仍然是Req。这样就可以列出表达式，并求解。
同时…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 David Zhao (赵大伟)
贴心的小工具使工程师工作地更加轻松。这些小工具可能是你偶然发现或者自己创建的一些特殊用途的计算机程序或者电子表格。
以前工程师会用到计算图表，这些图形帮助解决各种常见的多变量问题。计算器和桌面计算降低了它们的使用量，所以今天你很少看到他们。我仍然使用其中一个的变体。60年代，我在第一节电子线路课程上领到一个硬纸板做的的R-L-C电抗计算滑尺。当我定位零极点的时候，它能够帮我在正确的阻抗范围内找到基本正确的值。有它在我手中，我总是可以更好地思考问题。
我相信计算图表的图形特性在可视化和优化方面会有所帮助。当我们将数据插入到计算机中的时候是否有一些东西已经丢失了？
在这篇博文中，我想介绍一个计算阻值数据的Excel表，它用于参考电压偏移到输出电压的三电阻分压器的阻值计算。例如，当你有一个-10伏到10伏的输入，你想对其进行衰减将它转换成0伏到3伏的输出…
作者: TI专家Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Rickey Xiong (熊尧)
运放的压摆动作经常被误解。压摆率是一个内容较多的话题，我们需要将它进行分类讨论。
运放输入级电路的两个输入端之间的电压通常非常小------理想情况下为零，对吗？但是，输入信号突然地改变会短暂打破反馈回路的平衡，在运放的输入端产生一个误差差分电压。这将会导致运放的输出产生变化来校正输入端的误差电压。误差电压越大，输出端电压变化得越快，直到输入端的差分电压足够大从而使得运放产生压摆。
如果输入足够大的信号，意味着加速器已经踩到了底，输出信号不可能变化得更快了。更大的输入并不会使输出变化得更快。图1用一个简单的运放电路解释了这个原因。闭环回路上有一个恒定的电压，使得运放输入端之间的电压为零。输入级的两个输入端之间是平衡的并且电流IS1相同地分配到三极管的两个输入端。对于该电路，当输入信号Vin是大于350mV的阶跃信号时…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Tom Wang (王中南)
并联运放以获取双倍输出电流是可行的吗？
每隔一段时间，我都能在E2E论坛上看到类似的问题。尽管我们会做肯定的回复，但这足以让我们有点不寒而栗。这样虽然可行，但要特别小心。现在，让我们看看关键的地方在哪里。不要使用下图中左侧的电路：直接并联两个运放的输入和输出将导致严重的问题。不同的失调电压将引起输出电压相互调整。一个运放会做为电流源向另一个运放灌入电流，并可能因此而丧失所有的电流驱动能力。
图1b进行了改进。运放A1做为主输出，运放A2做为从输出，跟随主输出电压。即使A2的输出与A1会有轻微的不同，R3和R4也会促使系统合理的分配输出电流。反馈点从负载侧R3和R4的交点引出，以确保正确的压降…
作者: TI专家Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Rickey Xiong (熊尧)
每个人都知道运放应该使用靠近运放供电管脚的退耦电容，对吗？但为什么要使用这个退耦电容呢？举个例子，如果没有合适的退耦，运放会更容易产生振荡。了解使用退耦电容的原因能够增加你对这个问题的理解和认知。
电源抑制比是运放抑制供电发生变化的能力。如图1所示，在低频段，运放的电源抑制比是非常高的，但是随着频率的增加，电源抑制比会减小。在高频段，较小的电源抑制比可能会导致运放振荡。
我们经常认为，外部的供电噪声会影响运放。但是，运放自身会产生一些问题。例如，负载电流来源于运放的供电。如果没有合适的退耦，运放的供电端的阻抗就会非常大。这会导致负载的AC电流在供电端产生一个AC电压，从而构成了一条无意的，不可控的反馈回路。供电端的电感能够放大该AC电压。在高频段，运放的电源抑制比比较低，这条无意的反馈回路能够引起振荡。
当然…
作者: TI专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Michael Huang (黄翔)
在Facebook热聊了我之前的博客之后，我觉得这个话题值得再跟进一下这个困扰我41年多的面试题。
一个1V的交流信号，连接着一个1Ω电阻和一个1Ω电抗的电容。在电容两端的交流电压是多少？
在以往岁月中，我和很多工程师分享了这个问题。最常见的反应是，“频率是多少”。但是，为什么我们需要知道频率？我们已经知道电容的电抗值了，频率是多余的。其他有些会问，信号源是否可能直流，但是这道题可不是脑筋急转弯。在我的图中已经标出AC（交流），且电容的电抗值有限，不可能是直流。
一些人掉进了0.5V的陷阱里，而在纯阻性的分压网络，1Ω-1Ω里，才能使得输出为0.5V。这里的情况并非如此。我做了些简单的矢量计算，正确地回答了问题。但现在再补充一些:
R…
作者: TI专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Michael Huang (黄翔)
我们已经把芯片级的ESD性能写入数据手册多年，但这些参数仅适用于在芯片焊接到电路板前。那么在电路板上的ESD性能如何呢？
我们用多次电击若干个芯片的每个引脚的方法来确保其ESD性能。它模拟了在触摸和装配过程中芯片遭遇的恶劣情景。如果没有ESD保护电路，只需要低至10V的静电即可造成芯片损坏。
但是您也许更关心在PCB板装配后和使用时的ESD承受能力。一个芯片在安装到板子上后一般是有更好的可靠性。电源连接处有旁路电容，可以承受相当大的放电。连接到板子的输入输出一般有串联的电阻以及PCB走线的电感。到地的电容，即使是从PCB走线上的到地电容，增强了避免损害、承受静电放电的能力。
您可以使用额外的钳位二极管或者类似齐纳管的器件1，它们能大大提高您整个产品或设备的ESD承受能力。Figure1展示了一个最基本的方法…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 David Zhao (赵大伟)
低噪声，低偏移电压，低漂移-当你把信号链前端的增益提高后，所有的这些精密小信号处理的目标变得很简单。
这是一个很简单的概念。如图1所示，第二级的误差将除以第一级的增益。比如，第一级增益适度，值为10，第二级的误差或噪声是第一级的10倍，却仅仅贡献与第一级相等的误差。注意，我们通常认为后级中的误差来源于输入(等效到输入端或RTI)，好像所有的误差都在刚输入的时候就存在了。
让我们冷静一下，为了改善整个信号链，要在第一级电路上花10倍的时间以及精力。如果你在第一级增益级中获得纯净的低噪声信号，后级电路的设计将会很简单。
从输入端开始一直到你的产品和系统。认真布置第一级放大器的走线，使其具有良好的连接器，良好的布线，良好的接地以及良好的屏蔽。在第一级的路径上形成的干扰将无法复原。对于来自AC线噪声的干扰或者是来自第一级路径上的干扰…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 David Zhao (赵大伟)
你注意到了没有？新一代的运算放大器和其它的集成电路很少有双列直插式封装的。当需求量不大的时候，提供双列直插式封装的集成电路并不是经济可行的。在模拟板上对超密脚距的微封装芯片做实验可能会很棘手。怎么办呢？
DIP适配器缓解了这个棘手的问题。你可以利用10美元来实现SO-8，SOT23 (3, 5, 6, 或者 8引脚) MSOP-8, SC70-6, SOT563-6这些封装。我们不会花一分钱在适配器上，我们仅想尽力使采用这些微小封装进行设计时更容易。事实上，你可以使用CAD版图来自行修改或者装配。你可以优化分类从而集中在你最频繁使用的封装上。我知道要焊接这些集成电路需要很好的焊工，我你可以做到，然后在像双列直插式封装一样的电路实验板中使用它们。
我们还有其它的一些你可能会觉得有用的模拟板试验：
用于SOT23, MSOP…
作者: Xavier Ramus, TI
由于我们必须采用多个功率级，因而同时实现高增益（1000 - V/V乃至更高）和高带宽（数十 MHz）可能是一种挑战。除了高增益、高带宽方面的电路要求，还需要重点关注噪声和稳定性问题。
查看下图，了解三级放大器的总体架构。
每个逐次放大器产生的噪声与前一级产生的噪声加总为 RMS 和，然后用较后功率级的增益进行加权。对于一个三级架构而言，其噪声可表示为：
而增益就是各级增益的乘积，如下所示：
到目前为止，我们有了电路架构和两个方程式，但还未详细介绍其实施方案。根据噪声方程式，第一级将成为限制性因素。
对图 1 所示的高增益配置的非反相输入级噪声，可用下式计算：
图 1：简化噪声模型
就现在的情况而言，我们需要选择一种具有最低电压噪声的放大器。由于我们想在第一级实现最高增益的同时还希望保持良好带宽，所以我们将把目光投向具有最高增益带宽积 (GBWP)…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Tom Wang (王中南)
轨到轨运放十分流行，特别是在那些低电压供电的场合。因此，你应该了解轨到轨运放的工作原理，同时对采用轨到轨运放的设计做一些权衡。
图1所示是一个典型的轨到轨输入级，包含N沟道和P沟道输入对管。其中，P沟道场效应管负责接近负电源轨部分输入电压的导通，这个电压可以稍微低于负电源轨（如果是单电源供电，则可以稍微低于地电位）。N沟道场效应管负责接近正电源轨部分输入电压的导通，这个电压可以稍微高于正电源轨。图中没有画出附加电路，这些电路用来切换哪个输入级连接到后级。在离正电源轨大约1.3V时，许多双输入级运放会发生输入级切换。在这个电压下发生切换的原因是，超过这个电压时，P沟道输入级的门极驱动电压已经很小，不足以驱动P沟道输入对管…
作者: TI专家Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Rickey Xiong (熊尧)
运算放大器的1/f (one-over-f)低频区域噪声好像有一些神秘。1/f噪声也被称作闪烁噪声，像一道闪烁的烛光。在示波器上使用慢扫描来观察1/f噪声可以看到一条漂移的基线（如图1所示），因为高频噪声叠加在较大的低频成分上。1/f噪声通常被比喻为粉红噪声，同样揭示出较大的低频噪声成分。闪烁噪声经常在物理系统和生命科学中出现。1/f噪声和天气一样，是一个缓慢变化的过程，你可能需要很长的时间才能观测到。我并不打算解释为什么1/f噪声会在半导体中存在------这是一个很深的主题！
闪烁噪声的频谱曲线以-10dB/十倍频的斜率下降，斜率是R-C网络单极点的一半。噪声电压的平方（或者功率）以1/f的斜率下降，噪声电压以1…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 David Zhao (赵大伟)
运算放大器的增益带宽积(GBW)会怎样影响你的电路并不总是显而易见。宏模型有固定的增益带宽积。虽然你可以深入观察这些模型，当然最好不要瞎弄它们。那么你可以做什么？
你可以使用SPICE中的通用放大器的模型来检测你的电路对增益带宽积的灵敏度。大多数基于SPICE的电路仿真器包含一个简单的运算放大器模型，因此你很容易就可以修改。TINA的仿真界面如图1所示。
首先将DC开环增益设置为1M(120dB)。然后，主极点的频率(单位为Hz)与其相乘将得到放大器的增益带宽积(单位为MHz)。在这个例子中，10Hz的主极点对应10MHz的增益带宽积。对于5MHz，10MHz和100MHz三种不同的增益带宽积，图2分别给出了对应的开环响应。
注意这个简单的模型存在第二个极点(有些人称它为不受欢迎的极点)。有时候，你会想要第二个极点处在一个非常高的频率…
作者: TI专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Michael Huang (黄翔)
单位增益稳定的运放在增益大于等于1的情况下是稳定的，增益更小的时候还正确吗？怎么办？
这个问题在E2E论坛上隔段时间就出现。好吧，来个简洁的答案：反向衰减器稳定。你想知道为什么吗？关于这个问题有很多方法来看，快速阅读以下内容也许能让您对运放稳定性有更清楚的认识。
思考这个问题：如果G=-0.1时不稳定，那更低增益则情况更糟，是这样吗？我们来画一个单位增益放大器，反馈电阻为1Ω，如figure 2。然后假设可能的电路板泄露形成一个输入电阻，R1=10GΩ。这个杂散“输入信号”被很低的增益反向放大。这个电路不稳定吗？当然稳定。这个只是一个无实际输入的单位增益的缓冲器。它是稳定的。
运放的稳定性和输出信号反馈了多少到反向输入端有关系…
作者: TI专家Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Rickey Xiong (熊尧)
上个月我们研究了同相放大器的噪声，但是我忽略了反馈网络带来的噪声问题。一位读者向我提出疑问，并希望得到更多详细信息。那么，在图1中R1和R2带来的噪声是多少呢？
反相输入端带来的噪声包含反馈电阻的热噪声和运放的电流噪声在反馈电阻上引起的电压噪声。这些噪声源在输出端带来的噪声可以使用下列几个运放最基本的知识来估计：
这些噪声源是不相关的，所以它们可以平方根的方式求和。
但是有更直观的方法来看待这个问题。如果这些噪声源都是在运放的同相输入端将会非常方便。输出噪声除以同相放大增益，这种归类到输入端（RTI）的方法可以方便地比较噪声源和输入信号…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 David Zhao (赵大伟)
比较器是一个简单的概念-在输入端对两个电压进行比较。输出为高或者低。因此，在转换的过程中为什么存在振荡？
当转换电平缓慢改变的时候，这个现象经常会发生。常常是由于输入信号存在噪声，因此在转换电平附近的轻微波动会引起输出端的振荡。即使输入信号没有噪声，比较器本身也会存在噪声，比如其中的运放就存在噪声。当输出突然从一个轨转变到另外一个轨的时候有时也会引入噪声，并且会通过电源或者输出电路反射到输入端。
无论原因是什么，迟滞通常会是一种解决方案 - 受控正反馈。就像是猛然关断开关。当你逐渐推动杆的时候，通过中心点的时候将会猛然跳到一个新的位置。假若没有缓冲的情况下，开关会不停振荡并且其接触点将会不停地出现火花。
图1a给出了比较电压VR设定在2V的一个简单的比较器…
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