作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 David Zhao (赵大伟)
你注意到了没有？新一代的运算放大器和其它的集成电路很少有双列直插式封装的。当需求量不大的时候，提供双列直插式封装的集成电路并不是经济可行的。在模拟板上对超密脚距的微封装芯片做实验可能会很棘手。怎么办呢？
DIP适配器缓解了这个棘手的问题。你可以利用10美元来实现SO-8，SOT23 (3, 5, 6, 或者 8引脚) MSOP-8, SC70-6, SOT563-6这些封装。我们不会花一分钱在适配器上，我们仅想尽力使采用这些微小封装进行设计时更容易。事实上，你可以使用CAD版图来自行修改或者装配。你可以优化分类从而集中在你最频繁使用的封装上。我知道要焊接这些集成电路需要很好的焊工，我你可以做到，然后在像双列直插式封装一样的电路实验板中使用它们。
我们还有其它的一些你可能会觉得有用的模拟板试验：
用于SOT23, MSOP…
作者: Xavier Ramus, TI
由于我们必须采用多个功率级，因而同时实现高增益（1000 - V/V乃至更高）和高带宽（数十 MHz）可能是一种挑战。除了高增益、高带宽方面的电路要求，还需要重点关注噪声和稳定性问题。
查看下图，了解三级放大器的总体架构。
每个逐次放大器产生的噪声与前一级产生的噪声加总为 RMS 和，然后用较后功率级的增益进行加权。对于一个三级架构而言，其噪声可表示为：
而增益就是各级增益的乘积，如下所示：
到目前为止，我们有了电路架构和两个方程式，但还未详细介绍其实施方案。根据噪声方程式，第一级将成为限制性因素。
对图 1 所示的高增益配置的非反相输入级噪声，可用下式计算：
图 1：简化噪声模型
就现在的情况而言，我们需要选择一种具有最低电压噪声的放大器。由于我们想在第一级实现最高增益的同时还希望保持良好带宽，所以我们将把目光投向具有最高增益带宽积 (GBWP)…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Tom Wang (王中南)
轨到轨运放十分流行，特别是在那些低电压供电的场合。因此，你应该了解轨到轨运放的工作原理，同时对采用轨到轨运放的设计做一些权衡。
图1所示是一个典型的轨到轨输入级，包含N沟道和P沟道输入对管。其中，P沟道场效应管负责接近负电源轨部分输入电压的导通，这个电压可以稍微低于负电源轨（如果是单电源供电，则可以稍微低于地电位）。N沟道场效应管负责接近正电源轨部分输入电压的导通，这个电压可以稍微高于正电源轨。图中没有画出附加电路，这些电路用来切换哪个输入级连接到后级。在离正电源轨大约1.3V时，许多双输入级运放会发生输入级切换。在这个电压下发生切换的原因是，超过这个电压时，P沟道输入级的门极驱动电压已经很小，不足以驱动P沟道输入对管…
作者: TI专家Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Rickey Xiong (熊尧)
运算放大器的1/f (one-over-f)低频区域噪声好像有一些神秘。1/f噪声也被称作闪烁噪声，像一道闪烁的烛光。在示波器上使用慢扫描来观察1/f噪声可以看到一条漂移的基线（如图1所示），因为高频噪声叠加在较大的低频成分上。1/f噪声通常被比喻为粉红噪声，同样揭示出较大的低频噪声成分。闪烁噪声经常在物理系统和生命科学中出现。1/f噪声和天气一样，是一个缓慢变化的过程，你可能需要很长的时间才能观测到。我并不打算解释为什么1/f噪声会在半导体中存在------这是一个很深的主题！
闪烁噪声的频谱曲线以-10dB/十倍频的斜率下降，斜率是R-C网络单极点的一半。噪声电压的平方（或者功率）以1/f的斜率下降，噪声电压以1…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 David Zhao (赵大伟)
运算放大器的增益带宽积(GBW)会怎样影响你的电路并不总是显而易见。宏模型有固定的增益带宽积。虽然你可以深入观察这些模型，当然最好不要瞎弄它们。那么你可以做什么？
你可以使用SPICE中的通用放大器的模型来检测你的电路对增益带宽积的灵敏度。大多数基于SPICE的电路仿真器包含一个简单的运算放大器模型，因此你很容易就可以修改。TINA的仿真界面如图1所示。
首先将DC开环增益设置为1M(120dB)。然后，主极点的频率(单位为Hz)与其相乘将得到放大器的增益带宽积(单位为MHz)。在这个例子中，10Hz的主极点对应10MHz的增益带宽积。对于5MHz，10MHz和100MHz三种不同的增益带宽积，图2分别给出了对应的开环响应。
注意这个简单的模型存在第二个极点(有些人称它为不受欢迎的极点)。有时候，你会想要第二个极点处在一个非常高的频率…
作者: TI专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Michael Huang (黄翔)
单位增益稳定的运放在增益大于等于1的情况下是稳定的，增益更小的时候还正确吗？怎么办？
这个问题在E2E论坛上隔段时间就出现。好吧，来个简洁的答案：反向衰减器稳定。你想知道为什么吗？关于这个问题有很多方法来看，快速阅读以下内容也许能让您对运放稳定性有更清楚的认识。
思考这个问题：如果G=-0.1时不稳定，那更低增益则情况更糟，是这样吗？我们来画一个单位增益放大器，反馈电阻为1Ω，如figure 2。然后假设可能的电路板泄露形成一个输入电阻，R1=10GΩ。这个杂散“输入信号”被很低的增益反向放大。这个电路不稳定吗？当然稳定。这个只是一个无实际输入的单位增益的缓冲器。它是稳定的。
运放的稳定性和输出信号反馈了多少到反向输入端有关系…
作者: TI专家Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Rickey Xiong (熊尧)
上个月我们研究了同相放大器的噪声，但是我忽略了反馈网络带来的噪声问题。一位读者向我提出疑问，并希望得到更多详细信息。那么，在图1中R1和R2带来的噪声是多少呢？
反相输入端带来的噪声包含反馈电阻的热噪声和运放的电流噪声在反馈电阻上引起的电压噪声。这些噪声源在输出端带来的噪声可以使用下列几个运放最基本的知识来估计：
这些噪声源是不相关的，所以它们可以平方根的方式求和。
但是有更直观的方法来看待这个问题。如果这些噪声源都是在运放的同相输入端将会非常方便。输出噪声除以同相放大增益，这种归类到输入端（RTI）的方法可以方便地比较噪声源和输入信号…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 David Zhao (赵大伟)
比较器是一个简单的概念-在输入端对两个电压进行比较。输出为高或者低。因此，在转换的过程中为什么存在振荡？
当转换电平缓慢改变的时候，这个现象经常会发生。常常是由于输入信号存在噪声，因此在转换电平附近的轻微波动会引起输出端的振荡。即使输入信号没有噪声，比较器本身也会存在噪声，比如其中的运放就存在噪声。当输出突然从一个轨转变到另外一个轨的时候有时也会引入噪声，并且会通过电源或者输出电路反射到输入端。
无论原因是什么，迟滞通常会是一种解决方案 - 受控正反馈。就像是猛然关断开关。当你逐渐推动杆的时候，通过中心点的时候将会猛然跳到一个新的位置。假若没有缓冲的情况下，开关会不停振荡并且其接触点将会不停地出现火花。
图1a给出了比较电压VR设定在2V的一个简单的比较器…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Tom Wang (王中南)
之前我提了一个关于薄膜电容的问题，如下图所示，电容一端的条纹代表什么？
这些都是无极性电容，所以这个条纹不是极性标记。一位读者得回答正确，它代表电容卷绕时，卷绕在外层的那一极。我发现现在很少有工程师知道电容一端的条纹代表什么，也不知道条纹端和不带条纹端互换带来的不同效果。即使你从来不使用这类电容，了解这些内容也会让你设计的PCB有所不同。这次让我们讨论一下这个话题。
薄膜电容外层的导体屏蔽了内层的导体。在一个简单的低通R-C电路中，如图1a所示，电容带条纹的一侧接地，从而屏蔽了电磁耦合和电磁干扰。
对于高通R-C电路，如图1b所示，电容两端都没接地。但总体上看，前端驱动呈低阻抗特性，这将不容易受到感应噪声的影响。因此，应该将带有条纹的一端连接至低阻抗侧。
现在来看看积分电路。如图2a所示，积分电路的积分电容由低阻抗的运放驱动…
作者: TI专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Michael Huang (黄翔)
运放的输入电容参数经常使人困惑或是忽略。现在让我们明确这些参数怎样才是最好的应用。
运放电路的稳定性受输入电容的影响，它在反向输入端引入了一个相移，即到达反向输入端的反馈支路的延迟。反馈网络受输入电容影响形成了一个不想要的极点。引入输入电容来计算反馈网络的阻抗特性是保证运放电路稳定性的重要一步。但是，哪种电容有影响？差模电容？共模电容？还是都有？
运放输入电容一般可以在输入阻抗参数一栏找到，差模电容和共模电容都有标明。
输入电容模型如图1：共模电容连接各个输入端到地，而差模电容连接在两个输入端之间。尽管双电源供电时没有地平面与运放相连接，我们可以把共模电容看作与负电源端相连，交流等效到地。
在需要关注稳定性的高频区域，运放的开环增益低，在两个输入端之间实际上存在一个交流电压。这将导致差模电容和共模电容一起作用…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Tom Wang (王中南)
放大电路的噪声性能受到输入电阻和反馈电阻Johnson噪声（热噪声）的影响。大多数人似乎都知道电阻会带来噪声，但对于电阻产生噪声的细节却是一头雾水。在讨论运放的噪声前，我们先做个小小的复习：
电阻的戴维宁噪声模型由噪声电压源和纯电阻构成，如图1所示。
噪声电压大小与电阻阻值，带宽和温度（开尔文）的平方根成比例关系。我们通常会量化其每1Hz带宽内的噪声，也就是其频谱密度。电阻噪声在理论上是一种“白噪声”，即噪声大小在带宽内是均等的，在每个相同带宽内的噪声都是相同的。
总噪声等于每个噪声的平方和再开平方。我们常常提到的频谱密度的单位是 V/ 。对于1Hz带宽，这个数值就等于噪声大小。对于白噪声，频谱密度与带宽开方后的数值相乘，可以计算出带宽内总白噪声的大小。为了测量和量化总噪声，需要限制带宽…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 David Zhao (赵大伟)
以之前对电阻噪声的讨论为基础，这次让我们一起学习放大器噪声的一些基本知识。对于低噪声应用来讲，同相放大电路是最常见的，因此我们将主要探讨同相运算放大器。 如图1所示，将输入源等效为一个电压源与一个电阻串联，我们知道源电阻RS的噪声与其电阻平方根值是成正比例关系的(如图2中的直线所示)。低噪声放大器的设计目标是在电阻引入噪声的基础上，尽可能少地引入运放附加的噪声。
如图1所示，放大器噪声的等效模型为在一个输入端串联一个电压噪声，同时在两端分别连接一个电流噪声源。把电压噪声看作失调电压的时变元件。同样，电流噪声是输入偏置电流的时变元件，在每个输入端各有一个。由于我们总能将反相输入端的电流噪声值降到最低，因此我们将忽略它。
图2给出了BJT做为输入级的OPA209和JFET做为输入级的OPA140这两个运算放大器电路的总输入参考噪声的曲线…
作者: TI专家Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Rickey Xiong (熊尧)
跨阻放大器（TIA）的输入阻抗是多少呢？无穷大还是零呢？都不是，究竟是多少？没有事物是绝对为零或绝对无穷大的，对吗？即使你没有用过TIA， TIA输入阻抗的值会让你惊讶，值得你去理解。毕竟，一个反向放大器就是一个有输入电阻的TIA ，对吗？
TIA将一个电流信号转换成电压，并且经常用于测量弱电流，如图1所示。对于理想运放，有无穷大的开环增益和带宽，输入阻抗为零。运放的反馈回路使得V1保持虚地，得到一个零输入电阻。类似一个电流表，一个理想的电流测量电路的输入阻抗应该为零。
我们仍然假设运放工作在理想条件下，但实际上运放的增益带宽积是有限的，我们应该思考其输入阻抗Z是多少？一些推论和8阶的代数式揭示出一个有趣的结果。图2是OPA314的开环增益随频率变化的曲线…
作者: TI专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Michael Huang (黄翔)
之前我们看了CMOS和JFET放大器输入偏置电流的来源，发现其主要由一个或几个反向偏置的PN节的漏电流组成。如果没看过该文章，请点击这里查看。文章结尾引出了一个警示，这些漏电流随着温度升高而显著的增大。
PN节的反向偏置漏电流有很强的正温度系数，每升高10℃,漏电流大约增大一倍。在figure1归一化曲线中可以看出，这种指数增长使得漏电流快速增加。到125℃时，漏电流相对室温下增长了约1000倍。
不同的二极管特性使得漏电流增加的速率不一样，两倍的漏电流可能在8℃到11℃左右的范围内发生。这种高温下的漏电流增长在一些电路中将会是重要问题，也可能是一个选择在室温下有着非常低输入偏置电流的FET或CMOS运放很好的理由。某些情况下，为了实现高温度下的低IB ，会使用在高温度下IB没那么夸张增长的BJT运放。
一般我们会假设在低温时…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Tom Wang (王中南)
我们在这里所谈论的 “未使用的运放” 不是指在芯片储藏箱或防静电袋中的运放；而是指在同一个封装里面的多个运放中未被使用的部分。
最近论坛中的一个提问促使我来研究这个问题，在处理这个问题时，我无意中看到一篇由我同事Todd Toporski发表的好文章（点击此处，查看原文）。他非常出色地概括了关于这个问题的几个重要方面及其原因。这里，我总结一下并加入了一些自己的想法。
最好将未使用的运放连接为一个带反馈回路的放大电路。显而易见，单位增益缓冲电路是个很好的选择，因为它不需要额外的器件。然后，将输入引脚连接到线性输入输出范围以内的电压上。任何引起潜在的输入、输出过载的连接或开路，以及将运放放置在一个噪声不确定的环境都是不合适的。
…作者: TI专家Bruce Trump 翻译: TI信号链工程师 Rickey Xiong (熊尧)
大家公认的事实是单位增益稳定放大器比非完全补偿放大器更流行，且取得了压倒性的优势。这说明什么呢？
单位增益稳定放大器（一般称为UGS）通常在增益配置为1时是稳定的，它将输出信号完全反馈到运放的反向输入端。但是，将运放增益设置为1的时候当做稳定性最差的情况是不正确的，我们把这种情况看做是常见的恶劣条件才比较合理。
非完全补偿放大器有更小的补偿电容，所以获得了更大的增益带宽和更高的压摆率。尽管更高的速度通常需要更多功耗，在相同的电流下工作时，非完全补偿放大器能够达到更高的速度，但这必须是在噪声增益远大于1，而不是单位增益的情况下。我的同事Soufiane最近写了一些关于非完全补偿放大器的文章(点击这里, 查看原文)，但是我还有其他一些观点。
图1画出了理想的UGS和非完全补偿放大器的增益和频率响应曲线的关键部分。非完全补偿放大器的增益带宽积是10MHz…
作者: TI 专家 Bruce Trump 翻译: TI信号链工程师 David Zhao (赵大伟)
由于具有较低的偏置电流，人们经常选用CMOS和JFET运算放大器。然而你应该意识到，这个事实还与很多其它的原因相关。
CMOS晶体管的栅极 (CMOS运算放大器的输入端)有极低的输入电流。必须设计附加的电路来对脆弱的栅极进行ESD和EOS保护。这些附加的电路是输入偏置电流的主要来源。这些保护电路一般都通过在电源轨之间接入钳位二极管来实现。图1a中的OPA320就是一个例子。这些二极管会存在大约几皮安的漏电流。当输入电压大约达到电源轨中间值的时候，漏电流匹配的相当好，仅仅会存在小于1皮安的残余误差电流而成为放大器输入偏置电流。
当输入电压接近电源电压时，两个二极管泄漏电流间的关系会发生变化。输入电压靠近轨底的时候，举例来讲，当D2的反相电压接近零时，其泄漏电流值会减小。D1的泄漏会使得输入终端输出更高的偏置电流…
作者: TI 专家 Bruce Trump 翻译: TI信号链工程师 Tom Wang (王中南)
芯片设计者在将一个运放的敏感引脚引出芯片的时候，通常会想到用户是否会认真处理这个引脚？或只是粗心的把这个引脚直接和交流电连接起来？我们都希望设计出好产品，可以应对用户的极端使用。那么，如何在设计中防止过电应力造成的产品失效呢？
OPA320是大多数典型运放的一种，其最大额定参数表如图1所示，它描述了芯片最大允许供电电压、引脚最大允许输入电压和电流。根据参数表的附加说明，如果限制引脚输入电流，那么就不需要限制输入电压。内部钳位二极管允许±10mA的输入电流。但是在输入电压超出正常值很多的情况下，限制输入电流需要较大的输入阻抗，这会增加噪声，降低带宽，同时还可能产生其它错误。
钳位二极管在输入电压超过电源轨大约0.6V时开始导通。通常，许多设备可以承受较大电流，但是当电压急剧增加时，设备失效的概率就会增加。
…作者: TI专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Michael Huang (黄翔)
有些电路受益于两个或两个以上运放特性的紧密匹配，所以，在一个双通道运放或四通道运放的封装下，他们特性究竟有多匹配？
在我们precision amplifier E2E forum里最常见的需求就是匹配的失调电压和失调电压温漂。例如，如果您在搭建一个仪表放大器，匹配的运放失调电压能产生一个接近0的失调。但是实际情况呢? 我们先看Figure1的芯片内部结构。
每个运放都有十分匹配的输入晶体管对，以此实现放大器的低失调电压。我们尽可能匹配好这对晶体管（其他成对的原件也是一样）。图中所示的四部分交叉连接是最基本的技术——每个晶体管被分成两部分，A和A’，B和B’，并使得两个晶体管的几何中心是同一点。现在我们使用更精细的方法来混合布局晶体管。术语中称这些方法为共质心（Common centroid）。…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 David Zhao (赵大伟)
电位器可以起到位置传感器的作用，同时可以对电路进行适当的调整。电位器最适宜被用作分压器。电位器还可以充当可变电阻，然而这时会存在一些潜在的缺陷。你知道两个功能间的区别吗？
充当分压器的时候，电位器的绝对阻值不会影响到输出电压。输出电压与输入电压间是成比例的。常用的电位器具有较差的电阻精度以及较差的温度系数。然而只要电位器阻值均匀，无论电阻精度或者温度系数如何，在30%的位置将会分得30%的电压。假设滑片与高阻抗电路连接，滑片的接触电阻不会影响到输出电压。滑片接触电阻是滑片与电阻元件的接触点上的电阻。
如图2所示，当电位器充当可变电阻时，它的电阻精度以及温度系数将会影响到电路。滑片接触电阻会影响到电路的电阻，并且滑片接触电阻阻值会随着位置、温度、振动以及时间的变动而变动。
有时可变电阻必不可少，可以通过工作在比例模式下的电位器来设计可变电阻…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Rickey Xiong (熊尧)
每一个读过我博客的人都知道，我使用SPICE模型仿真电路。你可能听说过Bob Pease，在SPICE领域相当执有己见，他曾经说过：“SPCIE模型削弱了你对所发生事物的洞察能力。***”。今天，为了纪念Bob的生日，让我们来考虑一下SPICE模型的优点和缺点。
Bob是一个有趣的人并且经常夸张地表达某一种观点。在SPICE仿真上许多不成熟的行为可能会导致结果事与愿违并且阻碍你模拟知识的增长。我确信他偶尔会看到这一点。
事实上我们的能力不如Bob，我们的经验也较Bob少。我们可能也没有模拟方面的导师来教导我们他曾经做过的东西。我们的设计速度越来越快所以我们需要其它帮助。
我相信，合理明智地使用SPICE模型，能够提高我们对电路的理解并且做出一个更好的模拟设计…
作者: TI 专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Tom Wang (王中南)
我的同事Soufiane最近发表了一篇名为“Pushing the Precision Envelope”的文章。在这篇文章里，他讨论了各种常见的将运放的失调电压调整或适配到一个极小值的技术，这让我想起了运放的失调电压的调整引脚——他们去哪了？
大多数较新的运放没有失调电压调整引脚，而以前这些引脚出现在几乎所有的运放上。造成这种变化的原因很多：性能更好的、更低失调电压运放的出现，自动校准系统的设计、装配和成本的要求、小型贴片封装的使用等，这些原因综合起来使失调电压调整引脚消失。此外，许多畅销的有失调电压调整引脚的运放也正在消失，同时在实际中使用或不使用这些引脚的知识和经验也在消退。
至少有一点是容易的，如果不使用调整引脚，则直接让它们开路，而不要连接到地。
图1是一个常见的内部调整电路…
作者: TI专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 Michael Huang (黄翔)
失调电压对电路的影响并不是都很明显。直流失调电压很容易利用OP放大器的SPICE模型来仿真，但是一般只能预测到某个芯片的失调电压的影响。在不同的器件之间，结果又会有怎样的变化呢？
我们利用改进型的Howland电流源（如figure1）给出一个例子。连接到正、反相输入端的反馈也许会让我们对运放失调电压如何给电路带来的误差产生疑问。OPA548是一款很强的功放，其最大5A的电流输出能力以及60V供电的能力使其经常用于Howland电路。但它最大高达10mV的失调电压会对整个电路的输出电流产生何种影响呢？
在仿真前，有个很好的机会来练习best practice with ***，你们认为有了10mV的输入失调电压后，输出电流将是多少？
运放的失调电压模型是串联一个电压源在其中一个输入引脚上…
作者: TI专家 Bruce Trump
翻译: TI信号链工程师 David Zhao (赵大伟)
看到技术论坛上出现不少关于光电二极管和相关电路的问题，针对这方面内容，我想跟更多同行做个分享。这些知识是所有模拟设计者所必须了解的。
一个典型的光电二极管模型包含以下关键元素，一个二极管并联一个电流源，并且电流源与光强成正比。寄生元件CD和 RD 会影响器件性能。
光伏模式-光电流在如图2所示的环路中流动，并且给二极管提供正向偏置。由于二极管的电压电流间成对数关系，因此空载的输出电压与光电流间近似成对数关系，并且通过RD 上的一个小电流得到修正。所以输出电压与光强之间是高度非线性的关系。某些应用将很受益于对数关系,因为在很大的范围内，光强的改变(眼睛是完美的对数型)会使电压发生类似的改变。由于二极管电压电流特性与温度相关，电压与光强之间的绝对关系很差…
作者：Bruce Trump ，德州仪器 (TI)
失调电压与开环增益—它们是表亲
所有人都知道失调电压，对吧？在图 1a 所示最简单的 G=1 电路中，输出电压是运算放大器的失调电压。失调电压被建模为与一个输入端串联的DC电压。在单位增益中，G=1 时，失调电压直接传递至输出。在右侧高增益电路中，输出电压为1000∙Vos，没错吧？
好吧，差不多是这样，但不完全。理解这种“不完全”，可帮助你了解你运算放大器电路的误差。
在第一种情况下，输出电压非常接近基准电源（我们假设±电源）。它是我们定义和测试失调电压的输出电压。但在第二种情况下，输出电压可能为几伏，其假设失调电压为几毫伏。这要求在运算放大器输入端有少量额外差分电压，以形成输出摆动（具体根据该放大器的开环增益）。让我们来进行一些具体的计算：
如果DC开环增益为100dB，则其相当于1/10^(100dB/20…
模拟
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嵌入式处理
工业
电源管理
