[参考译文] OPA615：用于驱动容性负载的 OTA

您好 Sima、

感谢您的答复、但您错过了我的问题。

我不是主要对 SOTA 器件感兴趣、而是对 OTA 拓扑感兴趣。

我指的是上面的引言：“电流模式放大器会使用恒定电流 (ISRC) 为保持电容器充电、从而导致电容器电压呈线性增加：dVCH dt = ISRC CH。  因此、与电压模式变体相比、电流模式（跨导）实现的稳定速度更快。“

我想知道、2025 年的电压控制电压源可能自本文发表以来有所改善、这种情况是否仍然属实。

“这可以通过电流或电压模式放大器来实现。 后者将为 CH 提供恒定电压,从而产生 RC 充电/放电模式: VCH = VSRC(1−e−t RCH ), VCH 是保持电容器上的电压, VSRC 是放大器输出端的恒定电压。“

我从这里得到的结论是、驱动容量的电压输出会引入新的极点或零点（目前对我来说并不重要）。 电流输出似乎不是。 良好补偿的电压输出是否会像电流输出一样？

对于高达 1MHz 和 10V 振幅的信号、OTA 是否比电压输出更适合驱动 470nF 容量？

您好、Tom、

 感谢您的额外解释、我现在理解问题的原因。

  我们一直在开发功率放大器（常规电压反馈放大器 VFB）、它们能够提供更高的电流并支持您类型设计所需的更高输出电压。 但是、我们仍需要进行一些数学运算、以确定我们是否有足够好的放大器可提供电压输出、以驱动振幅为 10V、高达 1MHz 的所需电容器。 否则、是的、您需要后跟功率分立式晶体管或集成式 OTA 来使用 VFB。

 1MHz 处的 470nF 电容器电阻约为 0.3 Ω、是要驱动的非常重负载。 此设计需要在放大器的输出端使用一个串联电阻、用于增加负载和隔离电容器、就像您提到的稳定性而言。

  对于 1MHz 正弦波下的 10Vp 输出、所需的压摆率约为 63V/us、这对于我们的高速放大器而言不是过高。 该问题在于全功耗带宽（转换率受限带宽）和爪形曲线（输出电压摆幅与输出电流）、这对于选择正确的放大器至关重要。 如果在单位增益下使用、则全功率带宽将为 1MHz (FPBW = SLEW/2 * PI* Vpeak)、并应选择一个大约为目前为止值的 x2-x10 的放大器以提供余量。 此外、由于您将需要隔离电阻器、因此后的电压会因负载处的分压器而下降。 在这种情况下、您需要重新计算放大器输出端的输出电压的上述值、这些值需要进行设置、以便在分压负载后实现 10V 峰值信号。 所选的电阻器以及总负载也将决定放大器需要输出的输出电流量。 此外、这将决定可直接在放大器输出端支持所需输出电压摆幅的放大器。

 以下是一些用于确保稳定性的线程、如您所述、这些线程将在您的设计中稍后出现：

• 第一个 E2E 主题
• 第二个 E2E 主题

 此主题对于展示此类示例非常有用： 在此链接到 e2e 主题。 该主题展示了 Marek 检查放大器是否支持该设计、或者是否需要 在放大器的输出端使用分立式晶体管所采取的步骤。 在这种情况下、他们确实必须使用这些晶体管来支持 4A 输出电流、以在 200kHz 下以 28V 峰值驱动电容负载。  

 例如、如果负载电容的 50 欧姆电阻足以使放大器保持稳定、则需要大约 200mA 的输出电流。 由于该 10 Ω 电阻器会产生一个电容器阻抗为 0.3 Ω 的分压器、那么您剩下大约 60mV。 如果您的设计能够处理该值、那么您可以选择一个功率放大器、在单位增益下支持 200mA、在 1MHz 下支持 63V/us 的压摆率。 通过 VFB 放大器可以轻松支持这些值： 指向按 GBW 过滤和排序的功率放大器的链接。 否则、您需要使用分立式晶体管或 OTA、因为在分压器之后要获得 10V 电压、放大器输出端需要大约 1700V 电压、这在本示例中是不可能的。

谢谢您、
Sima