[参考译文] INA241A-Q1：INA241 行为的可重复性（以使用输入滤波器连接到分流电阻器的输入接线为基准）

您好、Peter、  

感谢您发送编修。  

由于 INA241 是一款差分放大器、其内部输入和反馈电阻器被修整为精密比率（非精密值）、因此您不能依赖为每个器件选择 499 Ω 电阻器。  

我假设您对性能满意、但本应用手册详细介绍了我们鼓励使用 10 Ω 或更低串联电阻的原因： https://www.ti.com.cn/cn/lit/ug/slya042/slya042.pdf 

此致、  

Joe

您好 Joe、

感谢您的答复。

我查看了推荐的文档。 了解了对电流放大器传输增益的依赖关系。 我们无论如何都会校准每个乘积单位的增益、并且可以处理该增益变化。

受影响的共模抑制对我来说更令人担忧。 这就是我问题的原因。 不同的输入连接（请参阅初始文章）产生的不同输出信号形状可能与器件的 CMRR 功能以及我们的输入电阻器有关。  我想知道我们是否可以信任我们测量的所有 INA241 批次中发生的行为。

谢谢。此致、

彼得

您好、Peter、  

对缺少这部分帖子的道歉。  

对于不同的输入行为、我不希望出现这种情况。 根据我们如何测试 INA241 的 CMRR、输入端可能具有不同的 CMRR 响应（输入短接，因此最弱引脚占主导地位）。  

但是、我想请您告诉我或分享当没有 500Ω 电阻器时的测试结果。 输入的响应方式是否相同？ 我想排除电阻器中任何潜在的不匹配都会导致这种不同的行为。  

您是否有设置的图片？ 滤波器是位于 INA 侧还是分流器侧预接线？

如果您有布局/设置图片、这也将帮助我了解导致性能不匹配的原因。  

期待您的答复、  

Joe

您好 Joe、

我附上了一份载有你所要求的资料的文件。  

e2e.ti.com/.../E2E_5F00_current_5F00_sensor.pdf 

此致、

彼得

您好、Peter、  

感谢您提供所有这些详细信息。  

我认为、IN+和 IN-感应路径的寄生电感不同、而 CMRR 性能没有差异。  

使用相同的 499Ω 电阻器时、它会抑制 IN+和 IN-上的寄生电感、但如果电感的值不同、它不会产生相同的影响。  

当形状差异明显时、应禁用 PWM 抑制电路、并且您会看到寄生电感路径在抑制方面的差异。  

希望这很合理。  

如果输入布线路径存在任何差异、我认为这是寄生电感。

此致、  

Joe

您好 Joe、

感谢您的答复。

由于频率较低、电流放大器输入路径像差分对布线、当然没有长度差分补偿。 这样做的主要是为了通过从具有电压转换边沿的布线耦合来更大限度地减少干扰。 带滤波器的分流电阻器和电流放大器之间的距离仅约为 10mm。  如何验证根本原因是电感差异、并且 MRE 在很大程度上很重要如何在当前情况下避免这些差异？

此致、Peter

您好、Peter：  

我需要说明一点、那就是设计中的电流流动。  

我可能忽略了一些简单的东西、但您能解释一下电流以及具体的 P600 连接方式吗？

提前感谢您的澄清。  

此致、  

Joe

您好、Peter：  

感谢您的澄清。  

我想说明电感的一项测试是降低 PWM 的电压。  

在电压较小时、这种行为应该会变差、因为电压越高、系统中的电感就越好。  

您是否有任何结果或能够测试不同的峰峰值电压值？

此致、  

Joe

e2e.ti.com/.../E2E_5F00_current_5F00_sensor_5F00_2026_5F00_02_5F00_06.pdf

早上好 Joe、

在几天前我所附的文档中、您可以看到更高和更低的 PWM 电压对电流放大器输出信号的影响。 较高的电压当然会增加信号斜率、而较低的电压会降低斜率。 负载电感电流梯度取决于电感器两端的电压。
我在控制环路中的测试（在数据记录器中）确实表明、控制环路振荡（可在文档中随附的数据记录器屏幕截图中看到）随着 PWM 电源电压的降低而增加、而随着电源电压的升高而降低。
但是、我还不明白这种影响和什么导致了这种影响。

但可能意味着 PWM 边沿后信号内的峰值。 如果您提到“寄生电感“、我想您是指放大器输入布线的布线电感（来自分流电阻器和放大器输入引脚附近的低通滤波器）。 分流电阻器端子上的共模电压也存在于这些输入引线上、因为放大器输入或多或少地“连接“到电流放大器输入的低电源和基准电压。
您的意思是说、如果 PWM 电压较高、电流检测放大器输出信号中可见的信号峰值将会降低？

我对寄生电感的这种影响进行了仿真、并扩展了我的描述性文档、并附上了这些结果。 从图中可以看出、寄生电容和 PWM 边沿不平衡导致的电压峰值随着 PWM 电压的升高而增加。 这不是你所说的。

测量结果显示、在电流需求为 0A 时、电流信号峰值随着电压的增加而增加、仿真结果也显示了这一点。
随函附上扩展文件。 有关扩展、请参阅最后两节。

此致、

彼得

您好、Peter、  

为了能够使用您的新仿真数据更好地了解这一点、我将与我的团队联系。  

我将为您提供有关星期一的最新信息。  

此致、  

Joe

您好、Peter、  

我刚刚会见了我们的团队、我们要传达的一件事是系统中变量的复杂性。  

您确实对每个输入的寄生串联电感建模了不同的关系、但增加复杂性的因素是并联寄生电感。  

我想知道、将串联电感与分流电阻器串联且没有与输入端串联的寄生电感会如何增加该行为。  

理解这一点后、我认为对这些寄生值进行了优化、使波形更接近您在工作台上看到的波形。  

我们注意到的另一点是、输出端的电容器非常大、并且 50Ω 隔离电阻器较低。

是否有办法可以使用较低的滤波电阻器（例如 20Ω） 以及）以及在 47nF 之前使用 200Ω 隔离电阻器进行重新测试？ 或者、将此电容减小到 3.3nF 是否更容易？

此致、  

Joe

您好 Joe、

感谢您的答复！

请查看我随附的扩展文档（最后两部分）、其中包含分流电阻器电感的仿真和使用不同输出滤波电容器值的测量结果。

较小的输出滤波电容器会将采样误差增加多个 ADC LSB。  

您对这些结果有何看法？

谢谢。此致、

彼得

e2e.ti.com/.../E2E_5F00_current_5F00_sensor_5F00_2026_5F00_02_5F00_10.pdf

您好、Peter、  

再次感谢您对测试结果和仿真的透彻了解。

您能否测试并查看在添加更大的 200Ω 隔离电阻器并将电容增加至 47nF 时、您的稳定性是否有所提高？  

我认为调整电容器可能有助于提高环路稳定性。  

此致、  

Joe

您好 Joe、

感谢您发送编修。 是的、我使用 200 欧姆进行了测试、电流控制环路似乎更稳定。 您可以在随附文档中看到一些数据记录器屏幕截图（请参阅最后一节）、了解不同的更高电流控制器 p 增益设置 (>5)。
我之前没有增加隔离电阻器的阻值、因为我的计算表明电流放大器 (50°) 具有足够的相位裕度、我希望避免更多的相位滞后、从而使电流控制器带宽足够高。 使用更高隔离电阻器时、电流检测放大器控制环路的相位裕度会增加到 70°以上。

我的感觉和瞬态行为仿真表明、随着低通滤波器截止频率的降低、电流检测放大器输出信号具有显著的相位滞后、采样幅度与实际值的偏差甚至更大。 但效果比以前更好。
现在、我建议使用一个更高的隔离电阻器来设置控制器。
电流控制器带宽测量将显示这是否为我们的配置的真正选项。

您是否知道为什么降低电流检测放大器输出滤波器截止频率（等于电流控制环路中的相位滞后更多）会对电流控制环路行为产生如此积极的影响？

此致、

彼得

e2e.ti.com/.../E2E_5F00_current_5F00_sensor_5F00_2026_5F00_02_5F00_11.pdf

您好、Peter、  

我很高兴这样可以提高环路稳定性。  

以下是隔离电阻器的一般经验法则（不确定您是否已了解）：

隔离电阻器应大于随频率变化的输出阻抗。  

~、对于 INA241、您应超过 Δ V 170Ω、因此我建议使用 200。

我希望上述内容有助于未来的设计。  

就问题的解释而言、INA241 输出端似乎有点“赶上“、输出端连接了 47nF 大电容器。 控制环路的输出端对输出电容器进行充电和放电需要很长时间。 这就是我们看到输出中“压降“的原因。

我想先尝试一个较低的电容器值、但正如您的测试结果所示、INA241 输出的 1µs 保持时间会使输出保持电平处于耦合到输出的输入电压的瞬态尖峰中间。  

因此、在一种情况 下、电容器加载的输出产生了过多的失真。 使用较低的电容器时、它在输出响应中处于欠阻尼状态。 这两种情况都会导致系统中的感知相位误差、因为两者在切换期间存在间歇性输入和输出误差。  

通过添加隔离电阻器并保持高电容值、可以降低截止频率、但也会减轻输出上的负载。 这将导致对从输入到输出的电容电压耦合进行更多滤波（避免场景 2）、同时还可以解决之前测试中的电容负载问题。  

这就是它对我来说的样子。 希望我的解释是清楚的。  

此致、  

Joe