[参考译文] OPA855：输出振荡

您好、Michael、

请参阅客户提供的其他信息。

e2e.ti.com/.../2021_2D00_11_2D00_07-_2D00_-Update-_2D00_-Homodyne-Detector-with-OPA855-as-a-TIA_2800_1_2900_.pdf

e2e.ti.com/.../Kumar-et-al.-_2D00_-2012-_2D00_-Versatile-wideband-balanced-detector-for-quantum-optical-homodyne-tomograp_2800_1_2900_.pdf

此致、
梅纳德

真的吗？

查看 OPA855 - 3个即时问题、  

1、此 Decomp 器件的补偿电容在哪里、显示0.1pF、但这还不够

2、同相输入端的200k (POT)是双极器件、您可以消除 IB 误差、但也可以将输入 CM 电压发送到超出范围。 假设您具有典型值为12uA 的 Ib、其中200k 的输入 CM 为2.4V -这在范围内吗？  

3.我没有看到任何串联输出元件来隔离电缆电容-如果您这样做、通常会振荡。  

您好、Michael、

刚刚收到客户的回复、请参阅以下详细信息

1.在我的设计过程中、我一直关注(至少我认为我从理解的内容) www.ti.com/.../sboa354.pdf、它似乎声称稳定性条件为 eq。 (3)

f_C = f_GBW * C_F/(C_F+C_T)=(8GHz)*(0.1pF)/((0.1pF)+(8pF + 8pF + 0.6pF + 0.2pF)= 47.3MHz > 15.9MHz = 1/(2 (PI)(100kOhm)(0.1pF + C*f)=* f R = 1 π f_f_f_f)=* f

即使添加了另一个10pF 的总端子电容、该电容也应足以覆盖电路中的任何杂散电容、这一点也是令人满意的。

我很可能是不正确的、但您能否向正确的方向指出我、以便我知道我应该使用什么公式来确定 C_F 的值？

2.我对此不确定、 但是、根据您所说的数据表、OPA855的输入偏置电流典型值为-12uA、我们将 POT 运行在~100kOhm 处、以将输出电压设置为0V。这会导致电压为~-1.2V。我们需要在此处使用 POT 来调节直流偏移 设为零。 幻灯片中的所有图片都有谐振、通常标有"平衡直流偏移"、这意味着我们将电位计调谐到大约100kOhm。 我认为这应该在规格范围内。

3.你可能正是在这一点上。 在所有图中(参见图 例如、OPA855规格表中的11-1)我理解它是将阻抗匹配元件接地、但我做了任何其他事情(无串联元件)。

您能否再次向正确的方向指出我们、以了解如何隔离电缆电容？ 此外、如果您有一个我们可以在不破坏电路板的情况下进行的测试、以查看这种情况是否是理想情况。

由于我们在 OPA847电路板上执行了相同的操作、并且未发现任何问题、因此我甚至从未想过这一点。

此致、
梅纳德

这里有很多层-从该应用手册开始、有许多常见错误、但可能仍然有用。 让我们从图3开始使用 OPA140、首先我们需要将单位增益带宽与真正的增益带宽积分离、这正是 ZT 设计所需的。  

我在我的文件中使用了这个开环 Zout 仿真(出于某些被遗忘的原因)。 GWL 模型确实尝试模仿复杂的 Zol、这个看起来不错。  

将其修改为 AOL 测试、给出这个-我们需要包括一些负载以获得正确的曲线、规格表显示2k、典型 GBP 为11MHz、让我们看看。  

我更倾向于相信良好的 TINA 模型、而不是数据表、因为这在真正的 GBP 方面存在相当大的困惑。 此仿真显示了9.9Mhz 的真正 GBP (转至40dB AOL 点并获取 F*100X)和7.5MHz 的单位增益0dB 交叉。 通常情况下、较高的 Aol 极点会将曲线向上滚动一点以达到 AOL=0dB 点。 图6-15证实了这一点、因此11MHz 是营销编号。 通常还会检查高增益 SSBW 以确认真正的 GBP、但该系列数据表不显示任何更高的增益 SSBW。 无论如何、互阻抗中使用的 GBP 数是9.9Mhz、而不是11Mhz 或7.5Mhz AOL =0dB。 应用手册对此进行了错误处理。 在 ZT 设计中、我们关心的是 AOL 的1pole 滚降部分、因为所有的过载都发生在该曲线上、而不是 AOL=0dB 时的完整曲线。  

这经常出现、我发布了这一解释、  

https://www.planetanalogue.com/why-is-amplifier-gbp-so-confusing-insight-12/#

然后、应用手册中的接近率参数是一个近似的手波、但让我们继续在 LG 相位裕度模拟中测试该图3。  

首先是闭环测试输出引脚点噪声(一种查看低相位裕度问题的快速方法)、  

是的、这里是一个峰值输出噪声、但所有 ZT 都具有该噪声、并且该噪声不是太尖锐-实际上可能很低、但不是振荡相位裕度、  

现在、让我们为其执行相补角、但首先、我们应该估算峰值、  

我认为 ZT 级是一个二阶低通滤波器、其中关键 Fo 频率是真正 GBP 的几何平均数、以及由反相节点上的反馈 R 和总 C 形成的零点 (如果模型中的输入 C 正确、则为117pF)。 这样做可预测 Fo=519kHz (噪声峰值的大概位置)。 然后、闭环的非常简单的 Q 是反馈极点与该 Fo 的比值-或者 Q=995kHz/519kHz = 1.91、因此、是的、峰值但远离振荡。 使用本文中的图1、即大约30度的相位裕度(本文的结尾还适用于 ZT 示例中的假接近率)、  

https://www.planetanalogue.com/stability-issues-for-high-speed-amplifiers-introductory-background-and-improved-analysis-insight-5/

因此、根据本文中的图2、我们应该在闭环响应中具有大约5.9dB 的峰值、放大500kHz 区域(使用直流增益= 94dBohm)可以看出这一点、非常接近-6.7dB 的峰值、  

现在、对于 LG 相位裕度(这是您需要为电路做的事情、添加各种输出负载以查看其影响)

因此、这显示了24deg 的相位裕度、这就是为什么峰值要稍微高一点-可能是由于 Zol 与负载和反馈网络相互作用、  

从这里、您还可以将响应重置为您想要调整反馈极点的任何值-巴特沃斯只是一个0.707的 Q 值(并且应该有一个大约63度的相位裕度)。 使用上面的简单比率、将反馈极点设置为0.707*Fo = 367kHz、需要 Cf = 8.7pF、使 LG 仿真中的这种变化可提供大约59度的相位裕度、非常接近、  

因此、请根据您的设计修改此 LG 文件并检查相位裕度-此处的感应元件会旋转以直接报告相位裕度、而不是环路相位裕度。 中间值相补角的下降非常正常、不用担心。  

e2e.ti.com/.../OPA140-50k-Zt-LG--sim-from-SBOA354.TSC

我花了一些时间、因为你不能很远地了解 SBOA354中的错误信息。  

在这里多花点时间、  

在没有 CLoad 的情况下、OPA847看起来稳定、相位裕度为48deg、  

而且、即使20pF 仍然正常-噪声增益峰值高达1+16pf/.1pF = 161、并且在大约16MHz 的反馈极点变得平坦、因此、好的、  

现在、使用 OPA855、  

理论上、在无负载且带宽约为双倍的情况下、相位裕度更佳

添加20pF

嗯、这看起来非常好、  

现在、在反馈 R 中包括 SMD R 的典型值0.2pF、由于较高 F 时的 NG 较低、因此加宽了相当多的频带、仍然具有良好的相位裕度、  

所以基本 LG 看起来很好、你说它是振荡的-也许你有一个输入级问题、在那个 V+引脚上、100nF 的电容是自谐振的。 我通常在 V+引脚中包含一个20欧姆的串联电阻-这是最近在另一个线程中出现的、这确实是问题所在、  

https://e2e.ti.com/support/amplifiers-group/amplifiers/f/amplifiers-forum/1051314/ths7530-output-noise-single-output/3910659#3910659

这是 OPA855 LG 文件、  

e2e.ti.com/.../OPA855-50k-Zt-LG.TSC

对该同相网络执行更多的 silms、不确定这些结果、但尝试移除100nF 电容器并将100k 更改为20ohm 可能会很容易、以查看振荡是否消失。  

Kai 和 Merry 圣诞真的很棒  

这当然会引起一个问题、即 OPA855的振荡频率是多少？ 4G 比较高、很多设备可能看不到。  

祝你圣诞快乐，亲爱的迈克尔:-)

Maynard、您好！

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最棒的

阿尔茨