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[参考译文] 交流耦合低频跨阻放大器(TIA)

admin
Guru**** 1821850 points
Other Parts Discussed in Thread: OPA37, OPA2197, OPA197
请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/amplifiers-group/amplifiers/f/amplifiers-forum/1044081/ac-coupled-low-frequency-transimpedance-amplifier-tia

器件型号：OPA37
主题中讨论的其他器件： OPA2197、 OPA197

尊敬的专家：

我的项目需要连接弱光电二极管信号以进行进一步的数字采集和处理。  零偏置光电二极管产生的有用电流将仅包含30nA、合并在500uA 直流分量中(恒定照明、白天缓慢变化)。 所需带宽介于0.1Hz 至大约3kHz 之间、电源不是问题、也不是组件选择。 理想情况下、输出峰峰值电压应约为1V、偏移为1V、从而实现300mA/V 跨阻转换。
此类高增益和直流抑制 TIA 的实现方式有3种：

  1. 常规低增益 TIA 后跟高通放大器(电流解决方案)
  2. 具有 BJT 的单级直流伺服输出 TIA、如应用手册 SBOA324中所述
  3. 一个带有 MOSFET 的直流伺服输出 TIA、后跟一个高通放大器、由 Andreas Gatte 提出

原理图、交流分析和布线包含在下面。 每种解决方案都有其优缺点、欢迎您提供有关运算放大器选择、稳定性或其他解决方案的建议。

  1. 两个运算放大器解决方案会产生更多噪声和平庸的带宽
  2. BJT 伺服输出使用单个放大级、但需要非常大的电容器/电阻器
  3. MOSFET 伺服输出电路对光电二极管进行偏置(待避免)

可考虑使用一个专用于直流组件分析和消除的额外电路和光电二极管来改进解决方案。
此致

1)

2)

3)

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    TI__Guru**** 1821850 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    尊敬的 Maxime：

    您似乎已经为您的应用研究了一些不同的 TIA 选项。 尽管电路2和3确实提供了基本 TIA 的变化、但我担心当最小电流大约为30nA 时、增加的电路复杂性可能会成为一个问题。 如果电路必须能够 检测到该电流电平下的小电流变化、则电路必须可靠、输入电流必须仅为该电流的一小部分；可能为单位 nA、或更低。 因此、我倾向于使用可提供所需性能的最简单电路、并且只会在必要时迁移到更复杂的器件。 因此、让我们首先探究电路1。

    我看到电路有几个问题、很有意思的是、您能够获得交流扫描：

    • 来自电源的直流输入电流(500uA)沿其将强制 OPA37输出负电流更大的方向流动。 OPA37由单个 V+电源供电、输出摆幅不能更负。 如果电流源反向、输出通常会摆动得更正。
    • OPA37最小共模电压大约比负电源轨高+4V。 在第一个电路中、它被设定为0V、而在其他两个电路中、它大约被设定为+1.5V。 通常、同相输入偏置为线性范围内的共模电压。
    • 由单电源供电时、任何运算放大器的输出都不会摆动到零。 根据设计的不同、它的实际摆幅可能介于几十毫伏至伏特之间。 OPA37输出摆幅看起来与电源轨相差约3V。
    • OPA37的单位增益不稳定、 在 TIA 应用中可能会变得不稳定。
    • 第二级需要909V/V 的极高电压增益。 这肯定会降低可实现的带宽。
    • OPA37是一款传统运算放大器、上述大部分点都可以通过现代轨到轨运算放大器加以解决。  

    我建议 考虑以下几点：

    • 现代低输入偏置电流双路尾轨到轨运算放大器、例如 OPA2197。  请参阅 https://www.ti.com/lit/ds/symlink/opa2197.pdf
    • 可以对 V+和 V-使用双极性电源、也可以在同相输入端添加直流共模电压、以便输出可以随着输入电流的增加而变为更大的负电压。 这将移动下部电源(0V)电源轨的输出。
    • 如果可能、增加 TIA 的跨阻增益、以便降低第二级的电压增益并增加带宽。 通过将第二级拆分为两个放大器级、每个放大器级具有较低的电压增益、可以实现更好的带宽。  
    • 20Meg 反馈电阻器与电压放大器级中的4pF 反馈并联、将产生小于-3dB 的截止频率和2kHz 的频率。 如果需要更多的带宽、则应减小该电阻器和电容。

    这是一个起点。 当您更接近获得所需的输出时、可以对电路进行改进。

    此致、Thomas

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    TI__Guru**** 1821850 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    您好、Maxime

    这些是您展示的良好选项、如果您说您可以提供任何电源、那么这里是一个使用双 OPA2397的+/-2.5V 解决方案。 我只是在寻找一个新的低噪声双路器件、而不需要 etrim。  

    这是此处的输入参考电流噪声、因此相对较低至30nA 的信号、直流伺服将信号路径的输出变为1.5V -伺服放大器需要处于-1.5V 才能工作、因此+/-2.5V 电源、  

    我在噪声滤波器电容器的直流伺服 R 之间放置一个位置、这里在接地端添加了一个1uF、在这里稍微低一点、  

    我使用20Mohm ZT 级上的反馈电容器设置 BW。 您可以增加该电容器以进行更多的带限、  

    e2e.ti.com/.../High-gain-Zt-with-servo-loop.TSC

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    TI__Guru**** 1821850 points
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    尊敬的 Thomas：

    感谢您的广泛分析和结构化回答。
    »、传统电路往往比其他建议的设计更小巧«时尚但更可靠。 您能否查看并评论 一下这个解决方案，在运算放大器输入上使用电容器？

    在之前(第一个)的原理图中、我没有提到直流分量在 Tina 上设置为负、因此«工作»的行为。
    此外、原理图首先使用理想的运算放大器发布、然后使用实际器件进行优化。
    OPA37的选择是经过深思熟虑的，但并不是最终的，目的是为了耗尽目前我手中的库存。 我很乐意将其替换为具有适当输入偏置电流的较新的 OPAx197。
    可选择高达36V 的单电源、以便为第一级 TIA 留出更大的空间。 我将优化模型和交流分析、以检查带宽、稳定性和噪声传播。
    尽管两级方法仍然存在、但我需要一个更高效的高通放大器来支持0.1Hz 信号。

    非常感谢您的帮助、非常感谢。

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    TI__Guru**** 1821850 points
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    尊敬的 Michael：

    感谢您的研究和提供的数据。 由于我对全放大器直流伺服系统缺乏了解、因此尚未考虑(到目前为止)。 我一定会在明天查看您的仿真文件并告诉您其结果。

    感谢您的分享。

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    TI__Guru**** 1821850 points
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    稍微更远一点、  

    实际上、我没有将30nA 转换为1V 阶跃、但在这里、我使用了33Mohm ZT 电阻器。  

    2.已将反馈电容器向下调节、以保持该标称带宽约为10kHz

    3.偏移电源以在信号通道上提供更大的输出摆幅，但仍足以满足伺服通道-2V 或3V 的所需负偏置，  

    4.增加伺服求和通道的增益，这需要更小的负电压，但增加了伺服通道的更多噪声

    5.去掉伺服求和通道中的电容，并不能真正起到帮助作用，  

    这是直流、伺服输出约为-0.9V

    电流输入的 Vout 的交流响应、  

    3kHz 时+/-30nA 输入(大多数是单极输入)的瞬态分析-幅度略有下降、但看起来不错、  

    然后对输出噪声进行积分后、如果噪声太高、则可以通过后滤波来降低该 RMS 噪声。 将其与最大1V 的输出信号或您需要的最小可检测值进行比较。  e2e.ti.com/.../4034.High-gain-Zt-with-servo-loop.TSC

    我所展示的器件可能不是最好的、但适合用于说明。  

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    尊敬的 Michael：

    感谢您在直流伺服消除电路上付出的额外努力。 尽管在带宽和噪声生成方面取得了很好的结果、但该电路似乎无法处理高于180nA 的失调直流电流、远低于我必须处理的500uA 组件。
    在降低此类高直流组件的同时保持较大的低频目标带宽的努力、似乎会导致伺服系统不现实地选择电容器并显著降低输入电阻。

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    TI__Guru**** 1821850 points
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    是的、我确实感觉自己在做这件事时错过了什么、直流校正范围是问题所在-现在、要扩大该范围而不消除噪声？  

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    TI__Guru**** 1821850 points
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    尊敬的 Maxime：

    好的、现在我了解了您如何获得 TINA 仿真获得的结果。 感谢您澄清如何设置负电源、从而使 OPA37电路正常工作。

     您参考的交流耦合 TIA 文章很有趣、我没有理由对作者的设计或获得的结果提出疑问。 它是一种针对特定应用的智能设计和解决方案。 我想我唯一的问题是较大的150nF 电容器的潜在泄漏电流、其次是3.3nF 电容器的潜在泄漏电流。 虽然电容器的容差看起来并不重要、但由于您对几十纳安的交流电流变化感兴趣、因此它们的泄漏电流特性可能很重要。 当然 、使用 具有高质量、低泄漏电介质的电容器应该可以缓解这种担忧。

    此致、Thomas

    精密放大器应用工程  

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    TI__Guru**** 1821850 points
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    尊敬的专家：

    我提出了以下解决办法，将在本周晚些时候加以改进。 经典的中等增益(56kV/A) TIA 可将所有光电二极管电流(直流+交流)转换为接近 OPAx197上轨(+35V)的电流、并为意外过照留出足够的空间。
    基于 OPAx397的 Sallen-Key 滤波器由于对称电源而带来 x107放大、无直流组件。 请注意 R4上的10pF 电容器、在1kHz 时将 SNR 提高10dB。
    输出端施加1V 正直流失调电压、因此有用的交流信号应要求介于+1和+2V 之间。

    我现在必须确保此类电路的稳定性。

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    TI__Guru**** 1821850 points
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    尊敬的 Maxime：

    一般来说、我认为您的最新设计能让您接近所需的位置。 我仍然对 OPA197 TIA 输入端的电流源方向有疑问。 如果电流最大为500uA 直流电流且 TIA 增益为56k、则输出将尝试将共模电压(+1.62V)或-26.4V 的电压移动到28V、 但会限制为 OPA197负摆幅限值、这将比0V 高几十或几百毫伏。 任何 高于约27uA 或大约27uA 的总电流都将使 OPA197 达到其负摆幅轨限值。  如果您打算这样做、那么 您当然可以这样做。

    如果您需要稍微增大的负摆幅范围、则可以将 OPA197共模电压提升到更高水平、或将 OPAx397 VSS -2.5V 电源用于 OPA197。 OPA197 Vcc 电源为+36V、加上-2.5V 的 VSS 将使其上的总电源电 压为37.5V。这是可以的、因为其绝对最大电源差为40V

    此致、Thomas

    精密放大器应用工程