[参考译文] 交流耦合低频跨阻放大器(TIA)

尊敬的 Maxime：

您似乎已经为您的应用研究了一些不同的 TIA 选项。 尽管电路2和3确实提供了基本 TIA 的变化、但我担心当最小电流大约为30nA 时、增加的电路复杂性可能会成为一个问题。 如果电路必须能够 检测到该电流电平下的小电流变化、则电路必须可靠、输入电流必须仅为该电流的一小部分；可能为单位 nA、或更低。 因此、我倾向于使用可提供所需性能的最简单电路、并且只会在必要时迁移到更复杂的器件。 因此、让我们首先探究电路1。

我看到电路有几个问题、很有意思的是、您能够获得交流扫描：

• 来自电源的直流输入电流(500uA)沿其将强制 OPA37输出负电流更大的方向流动。 OPA37由单个 V+电源供电、输出摆幅不能更负。 如果电流源反向、输出通常会摆动得更正。
• OPA37最小共模电压大约比负电源轨高+4V。 在第一个电路中、它被设定为0V、而在其他两个电路中、它大约被设定为+1.5V。 通常、同相输入偏置为线性范围内的共模电压。
• 由单电源供电时、任何运算放大器的输出都不会摆动到零。 根据设计的不同、它的实际摆幅可能介于几十毫伏至伏特之间。 OPA37输出摆幅看起来与电源轨相差约3V。
• OPA37的单位增益不稳定、 在 TIA 应用中可能会变得不稳定。
• 第二级需要909V/V 的极高电压增益。 这肯定会降低可实现的带宽。
• OPA37是一款传统运算放大器、上述大部分点都可以通过现代轨到轨运算放大器加以解决。  

我建议 考虑以下几点：

• 现代低输入偏置电流双路尾轨到轨运算放大器、例如 OPA2197。  请参阅 https://www.ti.com/lit/ds/symlink/opa2197.pdf
• 可以对 V+和 V-使用双极性电源、也可以在同相输入端添加直流共模电压、以便输出可以随着输入电流的增加而变为更大的负电压。 这将移动下部电源(0V)电源轨的输出。
• 如果可能、增加 TIA 的跨阻增益、以便降低第二级的电压增益并增加带宽。 通过将第二级拆分为两个放大器级、每个放大器级具有较低的电压增益、可以实现更好的带宽。  
• 20Meg 反馈电阻器与电压放大器级中的4pF 反馈并联、将产生小于-3dB 的截止频率和2kHz 的频率。 如果需要更多的带宽、则应减小该电阻器和电容。

这是一个起点。 当您更接近获得所需的输出时、可以对电路进行改进。

此致、Thomas

您好、Maxime

这些是您展示的良好选项、如果您说您可以提供任何电源、那么这里是一个使用双 OPA2397的+/-2.5V 解决方案。 我只是在寻找一个新的低噪声双路器件、而不需要 etrim。  

这是此处的输入参考电流噪声、因此相对较低至30nA 的信号、直流伺服将信号路径的输出变为1.5V -伺服放大器需要处于-1.5V 才能工作、因此+/-2.5V 电源、  

我在噪声滤波器电容器的直流伺服 R 之间放置一个位置、这里在接地端添加了一个1uF、在这里稍微低一点、  

我使用20Mohm ZT 级上的反馈电容器设置 BW。 您可以增加该电容器以进行更多的带限、  

e2e.ti.com/.../High-gain-Zt-with-servo-loop.TSC

尊敬的 Thomas：

感谢您的广泛分析和结构化回答。
»、传统电路往往比其他建议的设计更小巧«时尚但更可靠。 您能否查看并评论 一下这个解决方案，在运算放大器输入上使用电容器？

在之前(第一个)的原理图中、我没有提到直流分量在 Tina 上设置为负、因此«工作»的行为。
此外、原理图首先使用理想的运算放大器发布、然后使用实际器件进行优化。
OPA37的选择是经过深思熟虑的，但并不是最终的，目的是为了耗尽目前我手中的库存。 我很乐意将其替换为具有适当输入偏置电流的较新的 OPAx197。
可选择高达36V 的单电源、以便为第一级 TIA 留出更大的空间。 我将优化模型和交流分析、以检查带宽、稳定性和噪声传播。
尽管两级方法仍然存在、但我需要一个更高效的高通放大器来支持0.1Hz 信号。

非常感谢您的帮助、非常感谢。

稍微更远一点、  

实际上、我没有将30nA 转换为1V 阶跃、但在这里、我使用了33Mohm ZT 电阻器。  

2.已将反馈电容器向下调节、以保持该标称带宽约为10kHz

3.偏移电源以在信号通道上提供更大的输出摆幅，但仍足以满足伺服通道-2V 或3V 的所需负偏置，  

4.增加伺服求和通道的增益，这需要更小的负电压，但增加了伺服通道的更多噪声

5.去掉伺服求和通道中的电容，并不能真正起到帮助作用，  

这是直流、伺服输出约为-0.9V

电流输入的 Vout 的交流响应、  

3kHz 时+/-30nA 输入(大多数是单极输入)的瞬态分析-幅度略有下降、但看起来不错、  

然后对输出噪声进行积分后、如果噪声太高、则可以通过后滤波来降低该 RMS 噪声。 将其与最大1V 的输出信号或您需要的最小可检测值进行比较。  e2e.ti.com/.../4034.High-gain-Zt-with-servo-loop.TSC

我所展示的器件可能不是最好的、但适合用于说明。  

尊敬的 Michael：

感谢您在直流伺服消除电路上付出的额外努力。 尽管在带宽和噪声生成方面取得了很好的结果、但该电路似乎无法处理高于180nA 的失调直流电流、远低于我必须处理的500uA 组件。
在降低此类高直流组件的同时保持较大的低频目标带宽的努力、似乎会导致伺服系统不现实地选择电容器并显著降低输入电阻。

是的、我确实感觉自己在做这件事时错过了什么、直流校正范围是问题所在-现在、要扩大该范围而不消除噪声？  

尊敬的 Maxime：

好的、现在我了解了您如何获得 TINA 仿真获得的结果。 感谢您澄清如何设置负电源、从而使 OPA37电路正常工作。

 您参考的交流耦合 TIA 文章很有趣、我没有理由对作者的设计或获得的结果提出疑问。 它是一种针对特定应用的智能设计和解决方案。 我想我唯一的问题是较大的150nF 电容器的潜在泄漏电流、其次是3.3nF 电容器的潜在泄漏电流。 虽然电容器的容差看起来并不重要、但由于您对几十纳安的交流电流变化感兴趣、因此它们的泄漏电流特性可能很重要。 当然 、使用 具有高质量、低泄漏电介质的电容器应该可以缓解这种担忧。

此致、Thomas

精密放大器应用工程  

尊敬的专家：

我提出了以下解决办法，将在本周晚些时候加以改进。 经典的中等增益(56kV/A) TIA 可将所有光电二极管电流(直流+交流)转换为接近 OPAx197上轨(+35V)的电流、并为意外过照留出足够的空间。
基于 OPAx397的 Sallen-Key 滤波器由于对称电源而带来 x107放大、无直流组件。 请注意 R4上的10pF 电容器、在1kHz 时将 SNR 提高10dB。
输出端施加1V 正直流失调电压、因此有用的交流信号应要求介于+1和+2V 之间。

我现在必须确保此类电路的稳定性。