[参考译文] INA240：输出泄漏

Spice 模型 CMV 595.99uA 591.98mV 中的直流泄漏应 在 通过2m Ω 分流器的240路输出上产生大约12mV 的电压、 绝不能产生49.59mV 的电压。  奇怪 的49mV 是 在示波器上捕获的大约 PCB 待机泄漏、 以及240输出的最低 ADC 输入阈值。 不用说、最小数字电流测量 ADC 转换仅在电机减速期间大约为1.1A、  即 SW 减去 0A 的泄漏阈值。

未经编辑的240 Spice 模型似乎不同意下面的图2.2。 通过 REF1/2 = 1.224v 和监控峰值50安培2m Ω 分流器满 ADC、奇怪的是49mV 泄漏不存在。 即使使用缓冲放大器、示波器捕获也经常捕获6V 瞬态、因为 MCU 模拟比较器阈值未跳闸、因此似乎是 HF 噪声。 请注意、VM3绝不会超过0V、因此很难 仿真影响240 INP、INN 和输出的电感反激。 图2-2是小说吗？ 根据  下面的模型、正分流电流 INP > INN。  然而、SW 或 ADC 并未将符号从240输出反相。 因此、根据 Spice 瞬态分析、图2-2可确定错误。

您好、Guang、

请注意、我继续 处理其他线程的图2-2反转问题。  我再次测试 REF 中间电源配置、而 REF=GND、240 误差 百分比会增大。  精密 SW 检查最小值/最大值、从 脉冲波形中提取真 RMS (0.707)峰值、仅正确工作 REF=GND。

另一个问题 是 REF 中间电源(+1.224v) PSRR/CSRR 可能允许 寄生分流瞬变进入输出波形。 比较器阈值错误跳闸 不会通过 REF=GND 发生、 MCU 中的模拟故障比较 器不会错误跳闸、阈值设置为1.39v。 然而、当 REF=1.224v 或1/2 Vs (1.65v)并设定最大故障跳变点(>3.1v)时 、每个小故障跳变都会在50安培满量程内发生。   在某种程度上、 使 PWM 抑制的连接会受到高于  GND 的 REF 引脚设置的极大影响、因此240精度会受到影响。 为什么数据表 CMRR/PSRR 图中未显示该值、因为抑制分贝电平似乎受 REF 输入的影响？

这就是为什么图2.2反相似乎出现在240输出中 、并且 REF=GND 在 保持 PWM 瞬态抑制的情况下产生尽可能高的精度的原因。 因此、TI 示例 TIDA-00909 SET 240 REF 中间电源(+1.65v) 对于   大于16安培 的满量程测量似乎偏离轨道。 它还隐藏 了 PSRR/CSRR 、REF 输入 影响通过 内部输入滤波器的分流瞬态迁移的 PWM 抑制。

TI 也许可以解释或评估为什么 REF 设置中间电源允许 PWM 瞬变迁移到240个输出中、而不是当 REF=GND 时、以及  REF 的每种配置如何影响误差精度百分比？

您好 BP101：

从 INA240的角度来看，电流的幅度没有任何影响。 它感应的是电流在分流器上产生的差分电压。

只要输出不受限制，REF 的连接方式就无关紧要，PSRR 和 CMRR 就不应发生显著变化。 如果您观察到其他情况、则其他情况仍在发生。 消除疑虑的最佳方法是测试 IC 本身、而不是在系统中进行测试。  

TIDA909采用双向感应、不需要选择。 即使在低侧感应中、放大器通常也应配置为双向模式。 当配置为单向模式时，如果实际输出低于，则会在地面上削波输出。 相电流可以为负、也可以从接地端向上流经 FET 进入电机绕组、这不是虚构的。

此致、Guang

您好、Guang、

首先 、我下载的更新的240型号的泄漏稍好(29mV)、其次是240 更差(通过 直流分析为36mV_)。 实际电路  在第二个240上具有大约20-30mV 的泄漏电压、 并且无助于 减少前240的中 REF 配置产生的瞬态。

[引用 user="Guang Zhou "]配置为单向模式时，如果实际输出低于[/引用]，则会在地面削波其输出。

似乎我们不 需要测量 图2-2中更快的 PWM 80us 开关、而是 测量接地上方出现的较慢交流感应电流。 当 REF1、2 是 1/2 Vs (+1.224至+1.65v)时、240产生错误的峰 值电流测量值。  与外部100安培 接 地侧相比、240路输出 较慢的压摆率 降低了 ADC 电荷共享 峰值并落后于真正的 RMS "仅来自中点 REF"。

在240输出 压摆率下、示波器捕获与中 点 REF 明显不同 、后者比接地 REF 慢得多。  转换率似乎  在某种程度上受接地上方设置的 REF 引脚配置的影响。  来自 设置 MID REF 的 ADC 的 RMS 数字值 远远落后于 它应该与 真 RMS DMM 或其它外部测量值进行比较的位置。  也许较慢的输出压摆率 (中 基准)解释了为什么模拟比较器跳闸点很容易到达并且根本不是从 REF=GND 到达？

如何 提高  中 REF 的输出压摆率 、以便 240 产生 与 接地 REF 相同的幅度信号？  单端 ADC 电荷共享是不同 的(中 REF)、因为输入永远不 会每1.3ms 完全放电一次 CADC。 如果输出压摆率保持恒定、并且 REF 的配置方式与此无关、那么这应该是一个问题。

 通过 中 REF 的240输出的瞬态是 低侧监控器的游戏抑制器。 MCU 三模拟 比较器的阈值不存在！

您好 BP101：

参考引脚的连接方式不应影响输出压摆率。 您是否有并排示波器图来比较这种情况？ 最好在相同条件下显示它们、REF 是唯一的差异。 此外、如果您可以指示比较器跳闸的位置、这将是一个很好的信息。

此致、Guang

您好、Guang、

我在相关论坛帖子中为这篇帖子和过去的帖子提供了 REF 截图。  我得到 SW (MID REF)必须减去+1.224v 差值以补偿 ADC 采样。 观察部分是攻击率、显然低于 1/2 REF VS、也就是我书中的转换率。   同样 、<1/2 (MID REF)配置会在 较低的压摆率下产生更高幅度的瞬态。  与     REF=GND 或恰好设置1/2 VS (1.65V)相比、通过精密基准(1.224v)进行的<1/2 MID REF 配置产生了一个非常小的窗口(<5A)、这似乎是降低压摆率的原因？

该 线程中的奇怪 Spice 模型不会产生 如 所示的负分流 CM (图2-2)、即使 是100% PWM 占空比、也不会影响 REF 的配置。   

瞬态响应图中没有准确地记录压摆率、图 21-22 设置 1/2 VS。  REF 配置的<1/2 VS 电源可能会改变压摆率？ 注意 数据表未显示 配置< 1/2 VS 的 REF 引脚的测试图、但文本8.4.3.1 与 图28相矛盾、并且 REF=2.5V 未显示为文本状态。

8.4.3.1输出设置为外部基准电压：

将两个引脚连接在一起、然后再连接到基准电压会导致输出电压等于短路输入引脚或0V 差分输入条件下的基准电压；该配置如图28所示。 当 IN+引脚相对于 IN–引脚为负时、输出电压降至基准电压以下、当 IN+引脚相对于 IN–引脚为正时、输出电压升高。 此技术是将输出偏置为精密电压的最精确方法。

[引用 user="BP101"] 8.4.3.1输出设置为外部基准电压[/quot]

相互矛盾的文本和图 28 请勿提供 任何证据 、差分放大器输出压摆率  未从1.224v REF <1/2 (1.65v)、VS (3.3V)显著变化。  这是 MCU 模拟比较器如此容易 跳闸的唯一推论解释。  1.39v 阈值(REF=GND)下无比较器故障跳闸 与 >3.1v 阈值相比，只需将 +1.224v (MID REF)添加到输出中， 即可确认 8.4.3.1并非 如此真实！

如果跳 闸阈值为1.39v + 1.224v = 2.614v，则不 大于3.1v -仅 低于50A 满量程。  无论如何、电机 在165VDC 下不需要这么大的启动电流。 因此、240无法产生正确的结果<1/2 MID REF、这是有原因的。 报告的重点是让 TI 解决该问题或更改数据表、以便其他人不会遭受相同的混乱。

您好 BP101：

我很怀疑压摆率将受到基准引脚电势的影响，但我将在接下来的几天内获得机会后立即进行验证。

感谢您的最佳意图、如果数据表中确实有任何内容需要反映、我们一定会这样做。

此致、Guang

您好、Guang、

奇怪的是、当  将 REF 偏离 到 低于特定电平时 会影响 差分放大器精度、INA282文本会产生已知误差百分比。

 另一个问题是 电机绕组 小于1欧姆 、允许通过  REF=GND 将杂散负载瞬变引入240输出、从而轻松触发故障比较器。   将 1欧姆 Y 形电机绕组更改为 Delta、将 线圈电阻分至 400欧姆、以验证问题。 Delta 的低阻抗 会增加瞬态电流增益、  从而通过2m Ω 分流器非常容易地启动任何重负载电流情况。 在 同一负载测试期间、1 Ω Y 形电阻以某种方式阻止因跳闸故障而产生的瞬变。 阻抗较低的分流器(500µohm Ω)不太可能触发 Delta 故障、但低端精度非常差。 该阻抗可能与相同的 REF 问题相关、而 MID (1.65v) 对于瞬态的误差也可能更小？

此外、经测试 、较短的采样窗口(240µs) 尝试更好地匹配100安培的条形图读数仍然落在后面或远高于  、因为占空比非常高。  ST 电流传感器 通过数字读数保持直流电源接地侧电流读数相当稳定、这似乎是奇怪的。 然而、240输出的示波器小部件 在 电机加速期间具有蛇形交流波 、此时它应该是单调上升斜率。 这似乎是 PWM 抑制 相位 放大器输入的建议、也许失真 会使非线性？

当 PWM 占空比 变为恒定速率时、240 输出 返回 线性行为。 100安培电流表 的更新时间也非常   接近真正的 RMS DMM。  通过 80us PWM 周期对 ADC 采样进行时序控制是一种愚蠢的方法、它会产生 一个立即订购的读数。  图2-2必须 推断 较慢 的梯形周期、即1.3ms (480us)@12.5KHz PWM。  峰值电流的精确中心似乎  以240µs μ s 的间隔而不是80us 的周期出现。   480µs 需要6个周期(μ s) 来形成 电流波、 触发 ADC 以采样 较快周期的中心会完全忽略较慢的相电流、即使是2MSPS 也是如此。    

图2-2在1个 PWM 周期内的状态... 然而、根据多个技术来源、一个周期不会形成电流波形、因为它需要6个周期。  采样 单个周期不会产生正确的 SAR 电流测量值、因此 必须 在 接近(正)峰值中间 240µs 的位置对相电流进行采样。 PWM 占空比变化 不应使 240个输出失真 、但会 大大增加 输出误差。   240µs 的消隐计时器会 在 直  流逆变器的任何 PWM 输出间隔之后触发 ADC 触发。   对于   交流正弦波、REF=GND 为负1/2周期瓦特的参数在数学上可以抵消。 因此、我们实际上不需要负部分来确定正电流幅度或瓦特。

您好 BP101：

我确实获得了验证 INA240的压摆率的机会、对于您关注的两种 REF 配置、压摆率不受 REF 配置的影响。 在两种情况下均为2V/us。

这里是 INA240配置为双向时的情况。

当它被配置为单向时。

此致、Guang

您好 BP101：

我执行的测试使用与数据表相同的条件。

请绘制一个电路图，说明您如何测试 SR，以及“电感 PWM 信号 (12.5KHz - 20Khz)跨越 2 Ω 分流器，具有斜坡扫描占空比”的含义。

当测试条件不同时、器件的反应当然会有所不同、尤其是输入差分电压曲线和输出负载将产生最显著的影响。

此致、Guang

[报价用户="Guang Zhou "]我执行的测试使用与数据表相同的条件。

不是科学的解释、因为客户没有证据 240在  Vs=3V3更频繁的情况下可以维持数据表图形。    通过 240的 SAR 应用百分比 将设置 VS +3V3、而不是+5V。

[引述 user="Guang Zhou "]请绘制一个电路图，说明您是如何测试 SR 的，以及“电感式 PWM 信号 (12.5KHz - 20Khz)跨越 2m 分流器，具有斜坡扫描占空比”的含义。[/引述]

将240 VS=3V3连接到 PWM 逆变器、以便 在连接 到电感负载时可改变占空比。  240 设计用于 抑制 PWM 瞬变吗？ 然而、当 REF >0v 电感瞬态的压摆率呈指数级增长时。

[引用用户="Guang Zhou "]当测试条件不同时、器件的反应当然会有所不同、尤其是输入差分电压曲线和输出负载将产生最显著的影响

数据  表中似乎应该包含图形或技术说明、以便客户 不会因  分流选择、 VS 和 REF 引脚配置相关的问题而受到困扰 、从而导致 非常相同的瞬态增加。 在240分流 精度和电感产生的瞬变幅度之间存在直接权衡、数据表测试中从未讨论过或披露过这一点。  相对于  REF 引脚配置、分流阻抗似乎影响240个输出压摆率。 它必须是转换率变化跳变故障、因为根据   240数据表、PWM 抑制对于减少瞬变非常有效。  GUI 示波器小工具在任何 PWM 周期中都非常干净(无尖峰)、超过500mA 的电流很少被采样。

[引用 user="Guang Zhou "]请绘制一个电路图，说明您如何测试 SR [/引用]

第一幅 TINA 图通过  在直流逆变器中实际使用240发布和测试。  MCU 模拟比较器可直接连接到每个240输出。 我最近修改 了该算法 、仅 在低侧 NFETS 每个周期处于活动状态时触发 SAR。 还从 窗口时间中减去了占空比 、并实现 了更真实的波形、有点类似于示波器捕获。  

您好 BP101：

对于任何测试、可能会有无穷无尽的输入/输出/电源组合。 我们无法测试所有应用场景。 与任何 IC 制造商一样、我们根据行业惯例指定产品。

尽管我仍然没有得到您的确切含义，但您所描述的内容涉及非常具体的设备和定制的 PCB。

至于触发比较器的原因、最有可能是因为尖峰。 我认为这仍然是一个需要关注的领域。

此致、Guang

[引用 user="Guang Zhou ]]我们无法测试所有应用场景。 与任何 IC 制造商一样、我们根据行业惯例指定我们的产品。[/引述]

然而、TI 应该测试到 SAR ADC 的240 Vs=3V3公共接口电压。 仍在等待 您 的压摆率测试 VS=3V3。 较慢的输出压摆率 VS=3V3说明了分流瞬态 如何从 240输出传播到极快的模拟比较器中。  REF 输入越高 、问题就越严重。  显然、在  变化 的 PWM 占空比下、未测试瞬态抑制 Vs=3V3。  PWM 抑制的概念似乎 阻止了某些轻微瞬变的最差 Δ dv/dt、但 仍然允许 更快的瞬变以更低的压摆率传播。   

也许 TI 将在一天 内生产采用 TSSOP8引脚封装且引脚上具有相同信号的 INA282。  

您好、Guang、

虽然只是一个简单的测试、但它似乎表示输出上升沿 传播时间增加、  从 模拟比较器的角度来看、这被视为压摆率。  实际上、当        REF1/2=GND 或 REF1/2 设置为恰好高于 GND 时、需要并排进行两个测试来验证是否发生了 VS+5V 或+3V 的任何变化。  由于任何原因、瞬态峰值  都会降低 Ref1/2=GND、而 REF1/2=+1.224v。

即使 REF1/2=GND 也 不 是 更好地减少瞬态、主要是降低故障比较器跳闸阈值。  数据表中的最大卖点是 减少了 PWM 滤波器的分流瞬变、但忽略了 如何 确定该瞬变的所有图。  与  同类竞争监控器 相比、240输出泄漏电流在20mV<130mV 时非常出色、典型值为330mV。  

周期甚至不同、没有扫描时间 来模拟 PWM 占空比变化。  也许简单的测试没有结果 、并不代表 该器件在占空比不断变化的 PWM 系统中的预期用途。 即使 在电源中、PWM 占空比也不会保持恒定、负载也会决定脉宽。  仍然是问题240 VS 将逻辑 上降低输出压摆率@3V3、而不是5V。 这将说明 数据表中的瞬态降低声明 源自测试 VS=5V、但 VS=2.7V 最小值。  我的理解是放大器压摆率 在某种程度上取决于 输出电流增益、在 A1或 A2中、这似乎不是恒定的。

[引用 USER="Guang Zhou ]'至于它触发比较器的原因、最有可能是因为尖峰。 我认为这仍然是一个需要关注的领域。[/引述]

如果直流无刷磁性电机将取代 KW 感应电机、全世界都需要努力解决这一问题。  一个结论是交流 电已被接受 120年、这并不意味着它是为现代系统供电的高效方式。  特斯拉 为了阻止爱迪生的直流电机器而进行的热浪涌 从未考虑过直流 电比交流电更强大。  然而、我们经常使用 的所有现代系统都是在直流上日常运行、想象一下！