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[参考译文] TMS320F280023:ADC 内部基准。

Guru**** 2207170 points
请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/microcontrollers/c2000-microcontrollers-group/c2000/f/c2000-microcontrollers-forum/1037209/tms320f280023-the-adc-internal-reference

器件型号:TMS320F280023
主题中讨论的其他器件:REF3030

您好、查姆斯、

在内部基准中、1.65V 模式在功能上等效于强制3.3V 进入 ADC 的外部基准模式下的 VREFHI、对吧?

我的问题是、我们可以说内部1.65V 模式的抗噪能力优于3.3V (VDDA)外部基准模式吗?

有什么不同? 我们能否对使用内部1.65V 模式和外部3.3V 模式之间的精度进行数字比较?

此致、

Luke

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    您好、Luke、

    是的、正确答案:3.3V 内部基准模式在功能上与外部 VREFHI = 3.3V 非常相似。  一个重要的区别是、如果假设 VDDA = 3.2V 且 VREFHI = 3.3V (外部)、则这违反了 DS 要求、即 VREFHI 始终<= VDDA。  由于 VREFHI 引脚实际为1.65V、因此如果 VDDA 略小于3.3V、内部基准模式是正常的。   

    对于 内部基准模式、噪声抗扰度由 PSRR 规格给出(我认为抑制大约为60dB、但在 DS 中进行验证)。  如果 VREFHI = VDDA 外部、则 PSRR 必然为0dB、因为电源上的所有噪声都将直接耦合到 ADC 转换结果。

    至于精度、这将显示在增益误差规格中。  内部基准模式的增益误差规格包括内部带隙+缓冲器以及 ADC 的精度。  外部基准模式下的增益误差规格仅包括 ADC 的增益误差。  要确定系统增益误差、您需要添加外部基准驱动器的增益误差。  在基准 IC +运算放大 器的情况下、总增益误差=基准 IC 的漂移+运算放大器的 Vos + ADC 增益误差(我们通常将它们作为平方和根相加、而不是直接相加)。  如果使用 VDDA 驱动 VREFHI、则数学原理与之类似、只不过总增益误差= LDO 精度+ ADC 增益误差(同样、使用 RSS 方法)。    

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    您好 Devin、

    在数据表中、我们在 VREFHI = 2.5V 时声明 ENOB。

    我的客户要求提供 内部基准1.65V 和外部基准 VREFHI = VDDA 的 ENOB 规格、您对此查询有何意见?

    如果我们假设 VDDA = 3.3V、误差为1%、这将直接导致 ADC 误差、包括外部基准和内部基准电压、这是否正确? 我的客户需要11位 ENOB ADC 性能、您会建议什么 ADC 配置? 使用内部基准1.65V 或2.5V? 使用更高的 VDDA 精度? 或者、您对此请求有什么意见吗?

    感谢您的帮助、

    Luke

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    您好、Luke、

    我必须检查数据表中的 ENOB 规格是最坏情况(包括1.65V 内部 VREF)还是实际2.5V (如指定值)。  根据规定、 当 VREFHI = 1.65V 且范围= 0至3.3V 时、内部基准模式下的性能可能略低于 VREFHI = 2.5V、因为相同的噪声将填充稍小的范围。  在最坏的情况下、SNR 下降约为3dB、ENOB 下降约为0.5位、因此内部3.3V 范围内的 ENOB 下降约为10.5位。  

    当 VREFHI = VDDA 时、无法说出性能是多少、因为这取决于客户电源中的噪声大小。  例如、如果客户使用直流/直流等开关电源来生成3.3V 电源轨、则噪声可能会明显大于 LDO。  

    就 VDDA 的变化而言、内部基准模式和具有专用 VREFHI 驱动器(如 REF3030 +运算放大器)的外部基准模式将主要免受 VDDA 上的噪声和变化的影响。  VDDA 电源轨的 PSRR 为-60dB、因此3.3V 的1%为33mV *-60dB = 33uV、远小于1 LSB。  内部基准增益误差最小值/最大值还将考虑由于电压电源变化而导致的精度变化。   

    对于 VDDA = VREFHI、PSRR 变为0dB、因此1%的变化= 33mV 的误差。  如果这只是直流漂移、那么您应该查看增益误差的33mV = 41 LSB。  如果这是噪声或纹波、则输出中将有41个直流 codestread 的 LSB、因此 ENOB 大约为6.5位。   

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    Devin、

    感谢您提供的详细信息、请告知我们数据表中的 ENOB 是最坏情况、还是在您检查后实际为2.5V。

    还有一个问题、如果 VDDA = 3.2V、内部基准1.65V 模式是否仍然等效于在 ADC 的外部基准模式下强制3.3V 进入 VREFHI?

    此致、

    Luke

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    您好、Luke、

    如果 VDDA = 3.2、则 ADC 转换范围仍为0至3.3V、ADC 将正常工作。  如果外部 VDDA = 3.2V 且 VREFHI = 3.3V、则不能保证 ADC 正常工作。  

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    Devin、

    让我总结如下:  

    • 内部基准2.5V 的 ENOB 是11位、内部1.65V 模式是10.5位、即使 VDDA 是3.3V、误差为1%
    • 当 VDDA = 3.2V 时、如果使用内部基准模式(2.5V 和1.65V)、ADC 将正常工作、但如果 VREFHI = 3.3V 外部、则无法保证 ADC 正常工作。

    上述结论是否正确?

    此致、

    Luke

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    您好、Luke、  

    是的、没错。   

    • 在 内部基准模式下或当外部基准提供干净的基准电压时、VDDA 变化对 ADC 精度或交流性能的影响极小
    • 外部提供 VREFHI = 3.3V 存在问题、因为需要始终满足 VREFHI <= VDDA 才能实现正确的功能运行、并且 VDDA 将根据 LDO 或其他电源的精度有一些变化、通常至少为1%

    我还可以确认:

    • 使用 1.65V 内部基准模式确实记录了11.0 ENOB 位
      • 11.4位 ENOB 是2.5V 内部模式或2.5V 外部供电的正确编号
      • 我们将更新 F28002x 和 F28004x 系列器件的这些数字
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    您好 Devin、  

    1。

    如果我们使用内部基准、我们不应担心 VREFHI <= VDDA 问题、因为内部基准将始终保持 VREFHI <= VDDA、

    是这样吗?

    2.

    此外 、VDDA 变化对 内部基准模式下的 ADC 精度或交流性能的影响极小、因此   是否存在 VDDA 的最大误差以在1.65v 内部基准模式下保持11 ENOB? 或者、一旦 我们使用内部模式、即使它的噪声很大、VDDA 3.3V 误差也可以被完全忽略。。  

    3.

    您能 告诉我如何计算以下 ENOB 结果吗?

    使用1.65V 内部基准模式确实记录了11.0 ENOB 位
    11.4位 ENOB 是2.5V 内部模式的正确编号

    提前感谢。  

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    您好、Leo、

    1)是、两种内部基准模式的 VREFHI 为2.5V (产生0至2.5V 的 ADC 范围)或 VREFHI = 1.65V (产生0至3.3V 的 ADC 范围)。  在任一种情况下、VREFHI 将始终远低于 VDDA 的允许范围。  

    2) 2)请参阅 PSRR 规格。  该规格在高达约900kHz 时的衰减为60dB、在超过900kHz 时、隐含噪声滚降20dB/十倍频。  

    因此、如果 VDDA 上存在低频(实际上是直流)漂移(例如、由于提供 VDDA 的 LDO 上的温度变化)、则预计会有60dB 的抑制。  这意味着 VDDA 上的100mV 或漂移将产生100mV *-60dB = 100mV /(10^μ V (60dB/20))= 100mV / 1000 = 100uV。  这远低于1LSB、因此可忽略不计。

    相反、如果您在 VDDA 轨顶部的9MHz 上具有100mV 的噪声(比900kHz 高1个十倍频)、则预计大约40dB 的抑制= 100mV/100 = 1mV。  这比1LSB 大一点、因此您可能能够观察到这一点、但这可能不是一个大问题。   

    3)对于这个、关键是转换器中的噪声幅度(和失真、但我们假设这都是噪声) 基本上 是恒定的、而不管 VREFHI 范围如何。  因此、如果 VREFHI = 1.65V、则 ENOB 为11.0位、相当于 SINAD 的1.76dB + 6.02dB*11.0位= 68dB。  如果相同的噪声占用较大的范围、例如2.5V 范围、那么您最终会得到20*log (2.5V/1.65V)= 3.6dB 的额外范围、因此我们预计 SINAD 将高出约3.36dB。  因此、估算的 ENOB 为((68dB +3.6dB)- 1.76dB)/6.02 = 11.6位。  您也可以使用相同的过程来估算略高的 ENOB、例如3.0V。

    此器件上发生的情况是、我们在所有模式(VREFHI = 1.65V 内部、VREFII= 2.5V 内部、VREFHI = 2.5V 外部)下进行了 ENOB 表征、然后将最坏情况编号放入数据表(对于1.65V 内部基准模式为11.0位) 但我们应该将性能分为不同的模式。   我们将发布更新的数据表、其中性能在 VREFHI = 2.5V (内部/外部)= 11.4位和 VREFHI = 1.65内部= 11.0位时按模式进行拆分。   

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    您好 Devin、  

    感谢您的详细计算。  

    在我们的应用中、我们将使用 VREFHI = 1.65V 内部电压和0~3.3V 输入电压、因此我可以按以下公式计算我的 ENOB:

    ENOB:(68db+20log (3.3/1.65) db-1.76db)/6.02 = 12位。

     

    在设计中、我可以选择11位或12位。

    LSB (12位)将为:3.3/12位= 0.8mV

    LSB (11位)将= 1.6mV

     

    如果 在9MHz 时噪声为100mV、噪声将约为1mV、

    我最好为应用选择11位、以降低 噪声对 LSB 的影响。

     100mV *-40dB = 100mV /(^μ V (40dB/20))= 1mV  

     

    在我看来、

    ENOB 的限制因素似乎是 ADC 能力的 PSRR VDDA 的噪声幅度、即使我选择内部基准模式也是如此。

    是这样吗?

    顺便说一下  、F280023数据表建议为 VREFIHI -VREFILO 至少放置2.2uF 的电容。

    一些应用显示、电容器越大、噪声降低就越好。

    您对此 CAP 选择是否有任何建议?  2.2 μ F 或47 μ F、如下表所示   

    www.ti.com/.../slyt339.pdf

     提前感谢。

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    您好、Leo、

    在内部基准模式下使用1.65V VREFHI 的情况下、ENOB 仅为11.0位(ENOB 基于 VREFHI、而不是范围)。

    通常、ENOB 规格仍是 ADC 噪声性能的限制;您的电压电源通常不会有100mVpp 的噪声。   

    就电容器尺寸而言、2.2uF 足够大。  您当然可以使用更大的值、但这不会为您提供明显更好的性能@ 12位分辨率(请注意、具有16位分辨率 ADC 的 C2000器件需要更大的电容值)。  从运算放大器稳定性的角度来看、增大电容器尺寸确实会使基准更难驱动、并且可能需要使用更大的电容器封装、这反过来通常会产生更差的寄生效应、并且无法放置在尽可能靠近 VREFHI/VREFLO 引脚的位置。