[参考译文] TMS320F28069M：具有 F28069M 的多采样 PWM；ePWM 的立即负载模式

Cody、

非常感谢您的即时回复。 您的回答非常有价值、因为它让我更深入地了解了即时模式的操作。

我对此还有一些困惑：

我是否也可以在 HRPWM 中使用立即负载？

参考比较逻辑(TBCLK 为25、您将 CMPA 从27更新为23)也适用于 HRPWM、因为现在在 HRPWM 模式下将有 CMPAHR 需要处理？

在具有立即负载的 HRPWM 中运行时，是否需要采取任何额外的预防措施？

在此感谢您的问候、

Dipen

Dipen、

HRPWM 需要内部逻辑来更新 HR 增强功能的"大量内容"。 这只能在 TBCTR = PRD 或 TBCTR = 0时发生、因为它连接到内部逻辑。 因此、在向上向下计数模式下、必须使用"LOAD ON CTR 和 ZRO"设置。 如果您在加载 HR 部分后更新了一个值、那么您会看到 PWM 变化的非 HR 部分、然后看到旧的 HR 部分应用于该信号。

此致、
Cody  

Cody、

非常感谢您的回复、并帮助我更好地了解 TMS320F28069M 的 ePWM 和 HRPWM 的工作情况、尤其是在立即加载的情况下。  

我正在进行实验室原型设计开发。 准备就绪(可能在2019年1月)后、我将尝试在25kHz 开关频率和250kHz 采样以及 PWM 更新的条件下实现具有即时负载的 ePWM。 我想、具有立即负载的 HRPWM 的精确实现几乎是不可能的。

我一定会分享我在与这一实施有关的试验结果/结果方面的经验。

此致、

Dipen

Dipen、

我很高兴您收到了您所需的信息。

请原谅我不理解、但为什么您需要在每个 PWM 周期中更新 PWM 10次？ 频繁更新会使您在每个周期中超过一次更新、这是什么？

谢谢、
Cody

Cody、

它基本上是由采样保持过程以及 PWM 更新引起的时间延迟所造成的相位滞后、我想将其最小化。 实际上、ADC 转换时间和 CPU 计算控制律所需的计算时间也是时间延迟的一部分。

忽略有限分辨率引起的量化效应、数字 PWM 生成可建模为理想采样器、后跟零阶保持(ZOH)、其传递函数可在 s 域中近似为 exp (-s*Tsamp/2)、这会导致反馈环路中 Tsamp/2的延时时间。

考虑 到 http://www.ti.com/lit/an/spraab3/spraab3.pdf 第3页给出的对称 PWM 生成方案、ADC、计算和 PWM 更新延迟的总值可以是 Tsamp/2。

现在、考虑一下我的开关频率(Fsw)为25kHz 的直流/直流转换器应用、在此应用中、我计划获取2.5kHz (Fsw/10)的反馈交叉频率或带宽。 如果我选择单采样 PWM 方案、在每个周期更新一次 PWM、即 Tsamp = Tsw = 40us、我将具有20us 的总时间滞后(由于 ZOH)+ 20us (由于延迟) = 40us、这会导致我的交叉频率为2.5kHz 时的相位滞后为36度、并且我的相位裕度会下降相同的量。

现在、如果我使用采样频率为开关频率10倍的多采样 PWM 方案、即 fsamp = 10*fsw、我将具有2us + 2us = 4us 的总时间延迟、从而在2.5kHz 时产生3.6度的相位滞后。

因此、通过在一个 PWM 周期内更新 PWM 10次、我可以在我的穿越频率下实现36 - 3.6 = 32.4度的相位升压。 这是相当大的增益、不仅使我的控制器设计更加稳健、还使我能够在接近模拟解决方案可获得的最大带宽的情况下实现更高的带宽、实现相同的相位裕度。 因此、我将探讨如何在 TMS320F28069M 中实现所谓的多采样 PWM

非常感谢您对我的应用程序的关注，我们也非常欢迎您的参与！

此致、

Dipen