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[参考译文] ADS7044：输入负载/设计述评

admin
Guru**** 2328820 points
Other Parts Discussed in Thread: TLV333, ADS7866, OPA333, ADS7044, ADS7042, TLA2518, ADS7138
请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/data-converters-group/data-converters/f/data-converters-forum/1468070/ads7044-input-load-design-review

器件型号：ADS7044
主题中讨论的其他器件：ADS7866、 OPA333、 ADS7042、TLV333、 TLA2518、 ADS7138

工具与软件：

我最初之所以写这篇文章是为了询问下面问题3的信息、而是为了进行更全面的设计审查。  如果我要浏览 TI FAE、请告知我。  谢谢。

我的热敏电阻在12英寸电缆末端无法更换。
其电阻为23k-127k、在23k-52k 范围内最为担心
我选择了~34k 的上拉值
电缆导致注入噪声的 SI 问题、大约为50kHz、200mV P-P



我提出的解决方案如下所示：


1) 1)我将上拉分为上拉和下拉、以便 AINM 不会低于 GND、这是必要的吗？ 有什么问题吗？
2) 2)我预计差动输入通常会处理噪声、这是正确的吗？
3) 3)我想了解此器件的输入负载、我在图33中看到了输入的模型。  如果输入不变、那么 cs+和 cs-的电压是否稳定、或者启动采样是否会导致任何负载/电压发生变化？ (我问、因为通过热敏电阻的电流非常小、
4) 4)这是一个好的解决方案、还是可以推荐更好的解决方案？
5) 5)我还将 TVS 二极管添加到了 th +/-线路、因为它们连接到外部连接器和导线。
6)我希望我不需要 C4和 C5、但可以添加它们以避免风险(安抚老板)
7) 7)由于此电路始终产生正信号、因此这类似于11位单端信号。  我假设如果采样速度非常快、我可以累加值并像其他 ADC 一样执行均值计算以增加有效位数？  或者我可以替换为
8) 8)同事建议使用 OPA333将输入信号缓冲到 ADS7866中、并使用外部基准源。  我觉得我提出的解决方案更干净、更便宜、并且会产生更好的测量结果、但它们更高级、更规避风险。  意见？

欢迎提出任何想法和建议。  谢谢你。

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    TI__Guru**** 2328820 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    尊敬的 WorkerBee：

    我认为此实现不一定有任何问题、但对我而言、最简单、最可靠的方法是首先滤除高频噪声、因为温度信号接近直流电、然后使用放大器来缓冲信号。

    差分测量可衰减正负输入共同的噪声。 如果您看到的噪声耦合到正输入和负输入、则共模抑制比的幅度会使其衰减。 对于此器件、 CMRR 为-53dB。  

    在该配置中、我并不希望您真的需要 TVS 二极管、因为电流应该受到上拉/下拉电阻器和热敏电阻等效电阻的限制。 如果发生过压情况、流经 ESD 保护电路的电流将受到限制、以免损坏器件。

    如前所述、此处 C4和 C5主要用作滤波电容器。 它们将滤除一些较高频的噪声、同时保持输入稳定。

    如前所述、由于您仅使用总输入范围的一半、您实际上将获得11位分辨率。  更快采样的问题是、采样开关在闭合时会向输入端注入反冲噪声、并且输入端需要在采样之前稳定才能获得准确的读数。 采样速度越快、输入信号在两次转换之间稳定所需的时间就越短。 还需要考虑输入的总 RC 值、因为它们根据 RC 时间常数延长了稳定时间。 这也是放大器需要帮助的另一个方面、为 ADC 提供低阻抗源、使您能够更快地进行采样。  

    我想知道的第一件事是、噪声是否确实在正负两 侧之间平均耦合。 另外、您对温度值的采样速度有多快？ 您是否要不断采样、或者您是否会每秒拍摄一次或以500ms 为例？

    理论上、您可以通过过采样和求平均值来提高动态性能、但静态性能无法提高、因此对于温度等缓慢变化的信号、最好使用  输入范围最接近输出信号的 ADC。 ADS7042是 ADS7044的单端替代器件、输入范围为0-3.6V。

    此致、
    Joel

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    TI__Guru**** 2328820 points
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    滤除噪声是解决方案的一部分、但以不同的方式查看它会将其消除... 尽管我喜欢这种想法、但仅简单的缓冲器和 RC 也会起作用。
    因此、为了简化操作、我更改了设计：

    要求、假设我要寻找每500ms 最准确的值。  目标是< 1%、34k 为0.1%、并且由于 ADC 基准与热敏电阻相同、因此无需高精度 Vref 正确吗？

    因此、我可以在该周期内对1@2Hz 或128@256Hz 进行采样并对它们求平均值。  我假设通过求平均值可以获得最佳结果

    我当时正在尝试了解采样代表什么类型的负载(#3)。  
    例如：LA2518/2528将其采样电容器(15pF)放电至 AVDD/2、然后连接150 Ω(典型值)的开关300ns。  您是否有 ADS 7042/7044的此信息？  

    在我的新设计中、这可以吗？  可以进行的工作太多了、我将 TLV333放入我们的系统中、似乎是一个很好的选择、但如果您对其他电路或元件有建议、请告诉我。

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    TI__Guru**** 2328820 points
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    尊敬的 WorkerBee：

    如前所述、对于相对稳定的温度检测等应用、过采样不会改善 ADC 的静态特性(线性度、失调电压误差、增益误差)。 过采样在提高 THD 快速移动信号(例如10kHz 正弦波)的动态性能(SNR/SNR)方面更有用。 从我的测试中、我看到 ADS7042将采样开关重置为0V。 因此、您将在 ADC 的采集时间内具有8.318 RC 时间常数以稳定至12位分辨率。 因此、这为采样速度设定了上限、我使用当前 RC 滤波器的值计算出了大约50Hz 的采样速率、假设采用最坏情况下的满量程阶跃输入。  

    TLV333拥有轨到轨输入/输出和130dB CMRR (远高于单独的 ADS7044)、似乎是不错的选择。 您实现的电路看起来并不十分正确。 放大器已经具有很好的共模抑制效果、因此 放大器前面无需 RC。 TLV333数据表具有良好的典型热敏电阻桥电路、您可以遵循。 当您最终获得单端输出时、这似乎是 ADS7042的正确用例。  

    鉴于 ADS7042具有 AINP 和 AINM 输入、您可以在两条电流路径之间拆分电流2.2k Ω 电阻值、如下所示。  使用相同的1uF 电容器值、从1k 欧姆的 Rfilt/2开始看起来是一个不错的选择。

    选择 ADS7042 +放大器而非 ADS7044的主要动机在于、该放大器的 CMRR 远远优于 ADS7044 (衰减为53dB 与115dB)、并且当您使用的输入范围超出 ADS7044时、ADS7042可提供更好的有效分辨率。 如果您希望实现更高的采样率、我们可以调整 RC 滤波器值并减小 RC 时间常数。 请告诉我您对该解决方案的看法！  

    此致、
    Joel

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    TI__Guru**** 2328820 points
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    我还没有读完你的答复,其中很多看起来很好的信息。  感谢您回答我的输入样本加载问题。

    我质疑的一点是、关于由于引脚上的 LPF 较大而必须实现更慢采样速度的注释。  虽然您关于等待几个 Tau 的说法是正确的、但另一个因素是输入采样对外部信号的影响程度。

    τ 越大、采样效果的影响也就越小。  我没有相关的数学计算、但直观地认为、在给定的采样率下、增加信号电容不会产生更差的结果。

    我认为 RC 中的 R 值确实有影响、因为 ADC 会消耗一些电流、通过 R 的电流量将导致电压下降。  

    如果使用了0uF 电容器、ADC 会立即捕获压降、因为随着电容器的增加、压降会减小、但需要更多的时间来恢复。

    因此我希望计算 ADC 消耗的电荷以及在采样时间内对其求平均值、从而获得影响。  我在这里吗？  对我要寻找的数学有什么想法吗？  谢谢。

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    TI__Guru**** 2328820 points
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    此外、我认为均值计算会有所帮助的原因是、根据我使用 MSPM0的经验、在数据表中、他们都说使用均值计算时可以获得更有效的位、但也因为我在板上有其中一个、我注意到读数不像我预期的那样稳定、并且取平均值会大大改善结果。

    另外、我最初了解了如何使用 TLA2518 (因此我可以读取这个信号及许多其他信号)、许多用户注释指出、为了获得一致的读数、必须使用均值计算功能。

    由于这些原因、我原本期望如果我想拥有至少12个良好数据位(也许更有效位)、那么我一定希望求取平均值。  这不是现实吗？

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    TI__Guru**** 2328820 points
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    另外、我还希望有人解释为什么添加信号调节会有所帮助。

    如果选择上拉电阻、简单的电阻分压器将使用 ADC 40%的位空间、并且大多数位以我最敏感的温度范围为中心。  因此、在12位器件上、我将其基本上转换为10.7有效位、但不丢失精度。 (仅0.1%上拉)

    如果我在公式中添加更多电阻器、我可能会获得更有效的位、但测量到的值现在可能会偏离另一个.2%(我未检查有关添加电阻器的影响的数学运算、因此可能是错误的)

    (假设)平均值计算可以提供更有效的位、而不会降低精度。  这就是我最初尝试只使用 ADC 而不使用缓冲器的原因。  因为即使是缓冲器也会增加误差量。

    在我们看到噪声的当前设计中、TH-连接到地、需要执行大量工作来断开连接、并查看噪声是否也会出现在 TH 上(如果我在 TH 上使用一半的电阻)以及在 TH+上使用一半的电阻。  由于我不确定噪声是在线路上引起的、并且相同的噪声会显示在 TH 上、因此我把焦点从差分转移到了假设的噪声消减上、以便与我所知道的相符、也就是噪声看起来是单端的。

    1)使用缓冲器的原因是：1)为了改进 ESD 保护2) ADC 将消耗一些电流、如果我从上拉使用电流(34k)、那么与我对其进行缓冲然后通过 RC 的情况相比、它的影响要大得多、并且所需的采样率也要低得多。  请注意、噪声的滤波结果已降至可接受的水平、即使在200欧姆至1uF 时、我只是在我的电路板上还没有这些电阻器值。

    我脑海中浮现的是空间有限的情况、因为这是现有板的修订版。  因此、这可能也会偏置我的观点。

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    TI__Guru**** 2328820 points
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    我已经深入到细节中、实际计算了所有值和公式、并在 ltspice 中对它们建模(抱歉)。
    这种计算,香料,我的直觉都似乎是一致的。
    上拉/驱动电阻与采样频率结合使用、可决定压降。
    我选择了一个稳态电压(1.641)
    我使用了15pF 进行 ADC 采样
    由于滤波器电容器较大、ADC 消耗的电荷量可以忽略不计
    因此、样本消耗的电荷是这2乘以
    平均电流是每个周期/周期的充电电流
    然后获取该平均电流并使其通过源电阻。 (在我上面的教程中、我使用了2.2k、但在 仿真中、我使用了1k)
    这将产生1.629而不是1.641
    给定一个恒定的 R、但在较宽的电平下更改滤波器的 C 时、您可以看到、R 的值比 C 更重要、因为如果采样速度太快、它会影响信号...

    如我们所料、较大的电容显示的纹波较少、但均收敛至相同的平均电压。

    现在让我们来看看样片看起来是什么样的、以及每个样片是如何受滤波器 Cap Size 影响的：
    底部是外部引脚模型、因此、虽然最小电容器的恢复速度最快、但其消耗速度也最快。
    因此、即使全部3个采样引脚上的平均电压相同、最大电容也具有最高的采样电压(最接近平均电压)。 (上图是采样电容器)

    现在我们看到了放大后的效果、让我们来看看您计算的示例...
    我将采样周期更改为198us/5kHz。
    最小的电容0.01u、因此它远低于您建议的恢复时间。 我们可以看到最小电容恢复得很好、而较大的电容不会恢复、并且随着时间的推移会降低。 (但是请注意、较小的电容器受样品影响的程度。)

    虽然这对于较大的电容器来说看起来很糟糕、但当我们放大 ADC 内部采样电容器的最后一种情况时：

    虽然在1uF 时、外部信号不会恢复、但由于它对采样的影响较小、因此仍然具有更好的样本
    信号无法恢复的原因不是 RC 时间常数、而是通过 R 的电流。较大的电容只是衰减到最准确的值。
    我的结论：
    1) 1)更多的 C 始终是更好的静态信号样本
    2)采样时间实际上受最大信号电压和 R 的限制
    3) 3)当尝试对信号的变化速率做出反应时、RC 确实起作用、但不影响采样速率。

    顺便说一下、在+和-上使用一半的滤波器电阻的建议是、如果在采样之前电容确实设置为0V、该电阻器不受采样效应的影响、因此由于采样中的 R 较小、最终可获得较高的采样率。

    所以这回答了我的第一个回答,除非你不同意或有什么补充。
    我的其他2个回答问题仍然未决(上述总结、未决问题)
    -平均和有效比特率/准确度,这是消除噪声和获得更有效的位,更精确的读数的有效方法吗?
    -信号调节,这是值得的吗?  您推荐的电路基本上是放置一个偏移和比例因子以更多地利用位... 我看不出这是如何使事情更准确,它似乎使它更少... 两个失调电阻都会增加失调电压误差、而缩放会增加缩放误差、唯一得到的问题是会提高1个有效位、这看起来是不值得的、尤其是在平均计算可以提高有效位的情况下。

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    尊敬的 WorkerBee：

    很抱歉、上周无法与您联系。 你已经做了一个伟大的工作,深入这自己,但让我谈谈你提出的几个要点。  

    我应该说明一下过采样的好处。  过采样 通过降低噪声(改善 SNR)来改善有效位数(ENOB)。 在给定直流信号的情况下、过采样将降低测量的可变性。 如果不相关噪声(白噪声)产生的误差是您的限制因素、则这很重要、但这并不决定 ADC 的实际精度、在这种情况下、线性度更重要。 为了更深入地讨论这一点、我会指导您   阅读 ADC 精度 E2E 博客文章的第1部分和第2部分。 我希望从这些帖子中听到您的任何反馈或悬而未决的问题、希望我们能够在将来的内容中帮助您澄清这些问题。 我还建议 查看"使用可编程均值滤波器可提高 ADS7138的分辨率"应用简报、其中包含与过采样(不一定特定于 ADS7138)相关的良好信息。 希望这些能解答您有关过采样的问题。

    可能我误导了您、说较小的 RC 总是更可取的。 在这种情况下、如果您在单个通道上对缓慢移动的信号进行采样并且您一次仅采样一次、则最好具有较大的电容。 需要考虑的是、上电时的第一次转换应考虑电容器达到最终值所需的时间。 在不使用放大器的情况下驱动 SAR ADC TI 高精度实验室视频实际上可以很好地解释不使用放大器可能会遇到的用例以及安全进行设计选择所需的计算。

    正确计算后、ADS7044共模抑制比确实会使您在3.3V AVDD 下看到的200mV 噪声的振幅降至1 LSB 以下、ADC 前面的低通滤波器应该会使其衰减得更多。 鉴于此、我确实同意通过求平均值可以获得更多的无噪声位。 如果需要、通常可以针对偏移误差进行校准、但实际上、在讨论12位 ADC 或更低版本时、这些误差通常不是限制问题。 在您的情况下,考虑引入的其他误差,信号调节可能不值得。

    此致、
    Joel

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    TI__Guru**** 2328820 points
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    您没有说明较小的 RC 始终更可取。
    您表示：
    因此、您将在 ADC 的采集时间内具有8.318 RC 时间常数以稳定至12位分辨率。 正因为如此、 这就决定了采样速率、 我根据您的当前 RC 滤波器值计算出大约为50Hz、

    和在一个不同的线程:
    请务必记住、要达到 ADC 的标称分辨率、 您需要留出比更长的采集时间 ln(2^n)*R*C、其中 n 是以位为单位的 ADC 分辨率。 LN (2^n)提供了信号完全稳定之前需要等待的 RC 时间常量数量。 得到的结果以秒为单位。

    RC 会影响在 ADC 输入端看到信号变化的速度。  但在这两个案例中、您都谈到了在采样率/采集时间中考虑 RC。  这似乎是错误的/误导。  

    我可以通过两种方式来解释您所说的内容、

    在以输入为中心的方式中、我们必须在输入信号变化后等待一段时间、直到我们进行采样。 该信号始终不会稳定、因为它是温度、我们在任何时刻都无法说它完成了变化、然后进行采样。  

    另一种方法与 ADC 采样影响信号并限制采样率有关。  正如我所展示的、采样率不受 RC 限制、更大的 C 实际上有助于采样、这与基于 RC 限制采样速度相反。
    我还指出、R 会影响信号、因为它两端的平均电流消耗会导致测量值下降。  时间常数对采样率一无所知。  最大采样率仅取决于信号电压、输入电容、RC 的 R 和信号的最大允许压降。