工具/软件：
我们之前使用 LM3409 成功进行了设计、但这一个没有实际用途。 如下图所示、在大多数情况下、P-FET 导通（栅极电压以绿色显示）时、在 FET 再次关断之前、LED 电流（以黄色显示）几乎没有上升。 该时间与数据表中指定的最短导通时间密切相关。 我还发布了我们使用的原理图、与之前工程的唯一区别是、我们仅驱动一个 LED、这意味着 V_IN 为 24V、V_OUT 仅为 4V、最大 LED 电流为 10A。 示波器屏幕截图的 V_ADJ 为 1.24V。
您好、Niklas、
这里可能会有几件事。
1.) 在这个低占空比下、您的 Toff 网络的大小可能不适合 10A 输出电流。 请注意、大多数 LM3409 设计使用<5A 的输出电流。 您可以将 Coff 电容增加到 470pF、因为这是典型的建议值。 如有必要、您还可以增大 ROFF 电阻器。
2.) 您所需的 LED 电流是多少？ 根据数据表公式、对于 Viadj = 1.24V 时的 25mΩ 检测电阻、您可以 峰值 电感器电流设置为 9.92A。
您指出 LED Vf 在 10A 时为 4V、但在这些元件值下 LED 不会看到 10A。 使用什么二极管？ 预期 LED 电流下的最小 Vf 是多少？ 这可能会影响占空比和最短导通时间计算。
我在输出端看不到任何电容。 是否对 LED 应用分流 FET 调光？
3.) 还要注意最低纹波要求。 对于 25mΩ 检测电阻、几乎需要 1A 的纹波。 将 Coff 增加到 470pF 也会增加纹波。
我建议使用数据表公式再次检查元件值。
4.) 在初始脉冲中、当电感电流达到 4.697A（小于设定点的一半）时、峰值电流检测会触发。 是否确定 Iadj 电压设置为 1.24V？
我注意到、再循环二极管具有非常高的结电容、尤其是在低反向电压条件下。 当 PMOS 导通时、存在一个为二极管电容充电的大电流尖峰可能会触发峰值电流检测、同时绕过电感器电流测量。 如果您具有高电压差分探头、您可以直接在检测电阻上进行差分电压测量、以确定是否达到峰值电流阈值。
如果您在该问题上需要进一步的支持、请提供以下信息：
输入/输出要求和开关频率
示波器捕获：
电感器电流（或 Δ Ω Rsense 电压）
开关节点电压
COFF 引脚电压
输出电压
谢谢、
Zach
尊敬的 Zach：
首先、我要感谢你的迅速和彻底的回应。
该电路的目的是驱动单个 LE D P0MQ、平均电流为 0.5A 至 8A、通过模拟调光功能设置。 我附上了我用来计算这里的参数的表格: e2e.ti.com/.../LM3409-calc-sheet.xlsx . 如果您需要此处或我在上一张图片所附原理图中未提供的其他信息、请告诉我。 我这边缺少输出电容器是个疏忽、但我们之前的项目没有这个。
寻址 4 ):图中所示的 4.697A 是一个“周期“内的平均电流,实际峰值 LED 电流为 8A。 测量 I_ADJ 时得到的电压确实为~1.22V。
以下是您请求的一些其他测量：
昨天写了消息后、我检查了如果我串联了四个 LED（而不是一个 LED）、会发生什么情况、但没有看到真正的变化：
我们只有一个额定电压为 24V、频率为 109 的差分探头、尽管我使用了最短的电缆、但我们仍会看到明显的电压尖峰：
另一方面、开关节点上的电压看起来正常：
与输出电压相同、如果忽略尖峰：
但是、C_OFF 处的电压看起来更有意思：
缩小您可以看到、我们甚至接近正确电压的唯一情况是当 IC 故意忽略 C_OFF 时、我假设这是一个改善第一个脉冲行为的功能：
测量的最大问题是示波器上的电压尖峰会掩盖许多 P-FET 开关时发生的情况。 不幸的是,我不能使用弹簧触点,不得不使用电线,但即使尽可能短,这些屏幕截图是最好的,我可以做的短通知。
请告诉我您对后续步骤的建议。 我当然可以调整 C_off 或 R_off、但最好首先验证计算。 我无法在不破坏电路板的情况下切换二极管（或任何其他大型元件，例如 FET 或电感器）、我可以找到输出电容的唯一位置是直接在 LED 处、因此会在该电容和 LED 驱动器之间放置 10cm (4“）。
此致、
Niklas Meyer
您好、Niklas、
感谢您提供更多测量和信息。
我可以在差分测量中看到峰值超过 1.6V。 峰值电流阈值在~250mV 时触发。 这些电压尖峰是高浪涌电流造成 的、该电流为二极管和 PFET 的大电容充电。 通常有一个“消隐期“、在该期间不会由于短时浪涌电流而触发阈值。 但是、由于浪涌的持续时间长于最短导通时间（长于消隐周期）、差分 Rsense 电压会保持高电平。
PFET 的额定电压为 100V、二极管为 65V。 这对于 24V 应用来说是很高的。 请注意、额定电压和电容之间存在关系。 您可能需要选择额定电压较低且电容较小的较小元件。 本质上、大电容会导致高浪涌电流、这会在每个周期触发峰值电流阈值。
PFET 栅极电荷也非常高 (60nC)。 数据表中提供了一些有关减少 PFET 输入电容引起的误触发的方法的指导。 不过、即使发生这种变化、我相信二极管电容仍会导致比较器触发。
您的计算表似乎没有问题、只是您选择了 25mΩ 检测电阻而不是计算出的 29mΩ 电阻。
我还建议在您的下一个设计修订版中包含输出电容值。 LM3409 不需要“输出电容“功能、但根据您的输出电压测量、它看起来有助于显著减少输出纹波。
此致、
Zach
您好、Niklas、
我很高兴看到改进、看起来我们的距离越来越近。
与大多数开关转换器一样、LM3409 没有典型的闭环带宽。 相反、它具有基于受控关断时间的“前馈“控制。 差分滤波器的设计应能消除检测节点上触发内部比较器的噪声尖峰。
从示波器捕获中、我可以看到噪声在导通时间内持续存在、有效表现为接近阈值的较大失调电压。 然后有一个小尖峰会使差值超过比较器阈值、从而触发关断时间。 也许调整差分滤波器可以消除这些尖峰。
此致、
Zach
您好、Niklas、
感谢您的详细更新。
似乎增加的差分滤波帮助了很大。 我很好奇、是否可以进一步优化此滤波器以改善响应。
我不确定前几个电流脉冲... 我听说过、有时这可能是由电流探头本身引起的、这与磁通稳定有关。 我 还会在这些第一个脉冲期间检查引脚上的输入电压、以确保您具有足够的输入电容、从而防止电压下降过大。
虽然这是可以接受的、但问题是在较低的目标电流下、系统太慢并且无法正确地降低 LED 亮度（我需要 1/20 模拟调光或更好的调光）：
您的 IADJ 电压设置是多少？ IADJ 设置在低电压下不太准确、我们通常建议 IADJ 电压介于 140mV 和 1.24V 之间。 1/20 模拟调光比相当高、您可以使用 PWM 或分流 FET 等其他调光方法吗？
以极低的占空比、在高电流设置下运行。 在低电流设置下、我假设您的输出电压也明显较低。 您可以尝试将 另一个 LED 串联放置、看看这是否有所帮助。
测量完成后、我也改进了测量设置、并在检测电阻与 FET 源极端子之间连接了 50MHz 电流探头。 令我感到非常惊讶的是,在这项测量上没有任何可见的峰值:
对于 50MHz 电流探头而言、这些尖峰非常快、这可能是一个带宽问题。
您还可以尝试将差分探头放置在滤波电容器上、因为内部比较器实际会看到该电压。 这样可以让您更好地了解设备的响应方式。
此致、
Zach
您好、Niklas、
您希望获得哪些改进？ 在上一个回复中、您说下图所示的性能是可以接受的、并且您将为较低范围使用 BOM 型号。
遗憾的是、驱动这些高电流电平的选项不多。 TPS92640 也被列为 2 Ω 1A 栅极驱动器、尽管典型电阻看起来有点低、因此性能可能更好。 当然、 TPS92640 也是一款同步转换器、具有效率等其他优势、但 斜坡时间也更长、因为它具有具有具有补偿和输出电容的控制环路。
您提到您未使用 PWM 调光、但必须有一些 LED 的开/关时序要求... 您能解释一下吗？ 您能否提供有关您的应用的更多信息？ 什么是最重要的：效率、斜坡时间和成本？
我需要有关您的应用和要求的详细信息、以便推荐最佳解决方案。
另一种选择是并联多个通道以获得更高的电流。 两个单片器件（例如并联的 TPS92519）可帮助您达到 8A 电流、并且可以节省控制器所需的大型 FET 和二极管的成本。 您可以参阅以下应用手册以了解更多信息。
https://www.ti.com/lit/an/sluaac0/sluaac0.pdf?
此致、
Zach
