您好，
我正在将LM5170EVM用于太阳能应用。 我的功率需求是输入电压35 V输出电压40 V和输入电流2.2 A升压操作。 对于MPPT控制，我要从IOUT1感应电感器感应电流最小0.2 A。 评估板使用作为输入电压的电源和 作为开环输出负载的电阻器进行测试，没有基于模拟的外部电压回路补偿器，通道1启用引脚也关闭。 在上述情况下，输出电压将等于二极管正向电压下降时的输入电压。 同样，高侧MOSFET的主体二极管导电，因此电源处于恒定电流源。
在系统中使用注射电流时，同时监测范围内的IOUT1：
低于0 A -> IOUT1电压230 mV
0 A至0.55 A IOUT1电压230 mV
0.6 A IOUT1电压231 mV
0.7 A IOUT1电压235.7 mV
0.8 A IOUT1电压240 mV
是否有测量/计算0 A至0.55 A之间电流的方法？
谢谢你
你好，Youhao，
我已将感应电阻从1兆欧更改为5兆欧，以提高系统的IOUT1分辨率。
此外，在更改之前，我将切换频率设置为160 kHz，使用的电感器为33 uh。
ROSC为25千欧，Ramp1为61.9千欧。
更改感应电阻后，MOSFET的切换频率由160 kHz下降至53 kHz。 请在下面找到附件。
通道1 -高侧MOSFET漏极至电源电压
通道2 -低侧MOSFET漏极至源电压
通道3 -输入端直流电流
通道4 -电感器交流电流(由于开关频率降低，纹波电流已增加)
在33 uh电感器和1 Mohms感应电阻器的波纹电流低于1 A
目前，在将感应电阻从1 mohm更改为5 mohm后，波纹电流为3.5 A，因此系统在二极管仿真模式下运行。
为什么切换频率由于感应电阻器的变化而降低？
以上共享附件用于不稳定的输出电压。 最近，我测试了转换器的42 V和35 V输入电压的稳定输出电压。 请在下面找到附件。
通道1 -高侧MOSFET漏极至电源电压
通道2—输出电压
通道3 -低侧MOSFET漏极至电源电压
通道4 -电感器交流电流(由于开关频率降低，纹波电流已增加)
波纹电流为2.5 A，切换频率为79 kHz。
目前，感应电流电阻器为5兆欧。
在SYNOUT上看到的振荡器为158 kHz
你好，Youhao，
早上好，
上周，我成功地在升压模式下运行了DC-DC转换器。 在之前的聊天中讨论的问题解决方案是：
将电感器更改为33 uh，将感应电阻增加到5 mohms，并将切换频率增加到160 kHz后，内部电流控制回路不稳定。 为了在输入电压范围为10 V至38 V，输出电压为40 V，最小功率为24 W的情况下实现CCM的操作，内部电流控制回路的RC网络进行了更新，以实现更高的带宽和稳定性。
目前，驻地协调员网络包括：
Rcomp 4.7千欧
Ccomp 47 nF
CHZ 100 pF
由于转换器稳定且处于CCM模式，目前我正在努力实施TI的SFRA，以获得内部电流控制回路的闭环响应。
我正在使用ISETD (频率100 kHz)作为控制信号，在ISETD中进行小信号注入。
据报告出现了一个新问题，随着信号喷射较小而扫描ISETD，我注意到MOSFET漏极至源的振幅降低。
我附上了一张图片，以便更好地解释
由于SFRA中指定的频率范围内的小信号喷射，控制信号的负载变化相等。 但是，当我观察MOSFET栅源间的负载变化时，我发现负载变化不一致，并随小信号频率的增加而降低。
我想了解ISETD在实施SFRA方面是否不兼容，我是否应该使用ISETA来实施SFRA。
如果问题不清楚，请告诉我。
感谢您的回复。 它确实有帮助。
