[参考译文] TPS54325：有关 TPS54325PWPR 和 TPS54425PWPR 的问题

Jo、

以下是您和您的客户的一些资源：

D-CAP2和 D-CAP3转换器的稳定性分析和设计第1部分： https://www.ti.com/lit/an/slvaf11/slvaf11.pdf 

D-CAP2和 D-CAP3转换器的稳定性分析和设计第2部分： https://www.ti.com/lit/an/slvaf45/slvaf45.pdf 

优化 D-CAP2上的输出滤波 器以提高稳定性 https://www.ti.com/lit/an/slva905/slva905.pdf  

《测量 D-CAP、D-CAP2和 D-CAP3 直流/直流转换器的波特图》： https://www.ti.com/lit/an/sluaaf4/sluaaf4.pdf 

适用于 D-CAP3调制的精度增强型斜坡生成设计： https://www.ti.com/lit/an/slva762a/slva762a.pdf (这是 D-CAP3、但具有 D-CAP2工作原理的背景信息)

  2.2μH 电感器选择：对于1.5V 输出、我建议使用一个1.8μH μ H 电感器、该电感器介于1.2V 下推荐的1.5μH μ H 电感器和1.8V 下推荐的 μ H 电感器之间。

低频时开关节点的平均输出阻抗是 MOSET 的 Rdson 的时间平均值。

对于 TPS54325、该电压将为120mΩ x Vout/Vin + 70mΩ x (1 - Vout/Vin)

对于 TPS54425、该值将为65mΩ x Vout/Vin + 55mΩ x (1 - Vout/Vin)

Jo、

是的、可以使用1.5μH μ H 或2.2μH μ H 电感器。

如果选择较低的电感器值、建议将输出电容与电感器值的减小成反比。

例如、选择1.5μH μ H 电感器而不是1.8μH μ H 电感器时、请将建议的输出电容器范围增大20%。  这可防止较低电感器的更快电流响应导致输出电容不稳定。

虽然较大的电感器可以实现较低的输出电容、但它不会增加较低电感器所具有的不稳定风险。

你好、Jo、

由于美国现在正在度假、我将首先根据我的理解帮助 Peter 回答这个问题。

阴影区域反映了测量的波特图和计算的模型之间的差异发生位置。

应用手册 SLVA546的计算模型基于小信号分析和平均开关模型。 每个开关周期中的干扰被视为平均干扰、该模型用于反映不同开关周期之间的变化。 在此模型中、不考虑开关脉冲。

但在实际的基准测试中、开关脉冲由频率为 fsw 的转换器生成。 与理想平均值模型相比、这可以看作是使用频率为 fsw 的脉冲信号对平均值模型进行采样。 根据香农采样定理、如果信号频率小于采样频率的一半、则采样信号可以反映原始信号。 因此，对于实际波特图测试，小于1/2*fsw 的频率范围内的增益/相位曲线与计算得出的平均建模结果相同。

这意味着、具有频率<fsw/2 can reflect the real bench test results. 的计算模型的波特图

D-CAP2是相同的。 有关读取的相位裕度和增益裕度、请参阅真实波特图测试结果、而不是计算结果。 在实际测试中、如果找不到相位交叉0度的点、则可以在波特图测试中扩展测量的频率范围。 由于具有延迟因子的相位下降效应、波特图测试最终将超过0度。

谢谢、

Andrew

Jo、

Andrew Xiong 两个方面都是正确的。

本应用手册将 D-CAP2的时间平均线性化模型与测量结果进行比较。  由于时间平均线性化模型仅精确到开关频率的1/2、因此高于开关频率1/2的测量数据已上色。

D-CAP2是恒定导通时间控制的一个方面、即开关频率随着刺激的增加而增加。  D-CAP2控制环路、尤其是具有低电感和低输出电容的控制环路、具有极高的零相交叉频率、有时会达到兆赫兹范围的倍数、这种情况并不少见。  这可能会导致在零相交叉之前停止频率响应分析(FRA)测试的自动化测试程序"失败"增益裕度、因为软件无法找到零相交叉、因此无法计算增益裕度。  这不是设计问题。  正如 Andrew 指出的、最佳解决方案是增加 FRA 测试的频率扫描范围。

如果由于某种原因无法增大频率范围、请检查测试极限处的增益裕度。