[参考译文] UCC28740：基于恒流反激式转换器开发

Aban、您好！

感谢您关注 UCC28740反激式控制器。  该控制 器旨在调节输出电压、但具有在过载时调节至恒定电流的功能。  这通常用于为电池充电、其中放电的电池会持续拉取最大电流、直到其电压升回充电电平。  恒定电流调节针对电池额定值进行了定制、以避免 过载。  

UCC28740通常是一款电压转换 器、要将其重新配置为恒定电流(CC)转换器可能会是一项挑战。  我查看了可用的参考设计、但没有发现任何专门针对 CC 运行的"正常"状态。  这并不是说无法完成、而是说我们没有已经解决可能 问题的参考设计。  

我认为，实现这一目标有两种方法：
1、 将其设计为80V、0.6A 稳压  器、但要在足够的负载下运行、使其始终以满电流运行。  在此模式下、CC 调节将约为5%。  输出电压可以达到多低的限制。  该控制器依靠 AUX 绕组上的反射电压来偏置控制、并且 VDD 必须保持在~8V 的 UVLO 阈值以上。  建议的最大 VDD 为35V、对应于80V 输出电平。  8/35 = 0.229、因此四舍五入至 NAS = 0.25 (对于 UVLO 的裕度)、这表明 VDD 可能超过 UVLO 限制并关闭转换器之前、Vout 可能会从80V 降至~32V。  

反馈环路通常被设计为恒定电压输出。  要在 CC 模式下运行、负载电阻最初必须足够低、以便从80V (RL = 133ohm)中汲取0.6A 电流、并且应该从该电阻中降低。  最小 RL (最大负载)= 32V/0.6A = 53 Ω。  RL 低于此值将使 VDD 无法获得足够的反射 电压、器件将关断。  如果您的系统可以在这些限制条件下运行、这是最简单的方法。
注意：在 CC 模式下运行时、TL431 REF 输入端的电压将小于2.5V。   在 CV 模式下、它仅固定在2.5V。

 第二种方法 是配置次级侧反馈、以直接调节输出电流。  为此、您需要感应流经电流感应电阻器的电流、并将其与基准进行比较。  来自该比较的误差信号被放大并驱动光耦合反馈网络。 与方法1中的~5%相比、该方法应更严格地控制电流、并且可能实现+/-1~2%的调节、但需要额外的电路。  
此外、除非您在初级侧提供单独的偏置电源、否则它仍受相同的 VDD 反射电压限制的影响。     

在这两种情况下、您都需要光耦合器来维持初级到次级隔离、还需要次级侧基准和稳压器。  TL431将以几乎相同的方式适用于这两种方法。  在方法1中、TL431通过电阻分压器从 Vout 检测输出、并将其 REF 输入与内部2.5V 基准进行比较。 方法2的区别在于、单独的电流感应 运算放大 器将感应和放大电流信号、并将其用作 TL431 REF 输入的反馈感应。  例如、1 Ω 电流感应电阻器可将0.6A 转换为0.6V 信号。  然后、该信号被放大10、并向 TL431 REF 分频器提供6V 信号。  因此、TL431本质上进行调节以保持6V 的"输出"、这是从0.6A 电流得出的。  在本示例中、感测损耗为~0.6W。  可以使用较小的感应电阻器来降低功耗、但必须增大放大器增益以获得适当的信号电平、从而使 TL431进行调节。    

在这两种情况下、TL431 (和其他并联稳压器)具有最大输入电压限制、在本例中约为36V。  因此、它无法直接从80V 输出运行、但必须使用线性稳压器(或低功耗开关)将其偏置电压降至~12V。   

在您提供供查看的 Excel 计算器工具中、需要在"从此处开始"工作表上进行一些更正：
第27行应为30V、而不是79V、以提供 CC 范围(80V 至32V)
第28行应为0.5V、而不是0.5V (这只是一个拼写错误)。  但这是电压瞬态参数、在 CC 设计中可能没有意义。
第52行应等于或略低于第51行中的建议。
当 NPS = 1.39 (第49行)时、第57行(NPA)应更改为~5.56以保持 NAS = 0.25。
第86行应为 2.5V、而不是80V。
第87行应为4uA、而不是10000uA。
第89行和第91行应遵循新的建议。
第96行应该大约为2kHz、而不是80kHz。  (Optos 速度不快。)

希望这些信息能帮助您走上正确的道路。

此致、
Ulrich

尊敬的 Aban：

感谢您提供更多信息。  它让我更好地了解您的应用和可能的选项。
我相信、除非 您需要非常严格的电流调节、否则方法1可以很好地为您提供帮助。

24个 LED 在3.4V 电压下的电压均高达81.6V。  我建议将标称输出电压设置为85V、以便为进入 CC 模式提供一些余量。
81.6V/0.6A = 136R。  估计100R 相当于18个 LED、最小电压为18*3.1V = 55.8V (/0.6A = 93R)。  该范围完全符合保持 VDD 活动的限制。  实际上，您可以将 LED 向下推至最少12个 LED，其中12*3.1V =37.2V 。  
该电压在 VDD 上反射到 AUX 绕组的系数为0.25 = 9.3V (忽略二极管压降)。  不过、它正在将其切近。
如果需要、您可以根据可用匝数的粒度将 AUX 转 SEC 的匝数比 NAS = Na/NS 从0.25 (1/4)调整为稍高的值、如0.275。 (例如、NAS = 0.25 = 8T/32T、而 NAS = 0.281 = 9T/32T、或 NAS = 0.276 = 8T/29T。)

总之、我检查了第52行的效果、确实看到了差异。   回到"从这里开始"工作表、我更改了：
第24行更改为85V   
第26行更改为0.6A、以匹配第25行(忽略警告说明)
第31行至90V 行、用于 OVP
第49行至第1.313行、因为 Vout 目标较高
第52行至0.36R (第51行建议0.337R、但0.36R 在0.599A 时产生实际 IOCC)
第55行至250 μ H
第57行至5.25行、将 NAS 重置为0.25、因为 NPS 已更改。

即使使用这些新值、您也可能需要进一步改进、尤其是对于变压器匝数、因为比率可以是小数、但每个绕组的实际匝数必须是整数。  您可能需要调整传动比以适应整圈数。

此外、我建议并联2个或3个电流感应电阻器、以便更好地调整应用中的实际电流限制。
使用具有相同值的2个或3个部件接近、使用 具有更高值的另一个并行部件微调到 最终 RCS 值。

此致、
Ulrich

Aban、您好！

要解决您的最新问题、请执行以下操作：
1. 是的、正确、TL431 REF 将从80V (85V？)进入分压器 12V 稳压器将为 otpo 和 TL431电路供电。  但是、它不会直接进入 TL431阴极、而是进入 Excel 计算器"原理图和 BOM"表中的原理图所示的电阻器 RTL 顶部。  

2. 光耦合器在 CC 模式下实际上不执行任何操作。  基本上会切断 FB 电流。  但是、如果负载断开连接或大幅降低、系统将需要一些东西来调节电压。  (您在问题#5中提及这一点。 )  如果没有反馈电流、在低于0.6A 的输出电流下运行将导致 Vout 增大、直到达到 VS 引脚上检测到的 OVP 阈值。
OVP 将导致 UCC28740关闭并重新启动。  如果负载仍然低于0.6A、OVP 将再次发生、并且它将无限期地关闭和打开、直到输入功率被移除或负载再次增加到0.6A。   

 Vs 引脚不会设置输出电压、但会检测到从反射到 AUX 绕组的输出中的输出过压。  它还检测 VAUX 过零、以设置下一个开关周期开启的时序。    

4. 您提到的转换比对于正向模式转换器是正确的，但这是反激式转换器。  反激式变压器的次级绕组 相对于初级绕组具有反相相相相相相相位。  因此、您计算出的次级侧电压确实出现在 SEC 绕组上、但作为施加到输出二极管的负电压。  在您的设计中、此二极管上的最大反向电压可能超过400V。  我想 您可能需要一个600V 3A 超快速二极管来提供输出。

5. 空载条件(或轻负载)将在电压模式调节下运行，输出电压将调节至 85V。   当负载增加到0.6A 时、它仍将是85V、但当负载尝试增加到高于0.6A 时、CC 限制会阻止更高的电流、因此 Vout 将开始下降。  Iout 将调节至0.6A +/-5%。

此致、
Ulrich

Aban、您好！

1. 你认为是正确的。  光耦合器在所有低于0.6A 的电流负载下均有效。

2. 这个变压器的匝数比和 结构顺序似乎是合适的。  我无法保证您的设计、但我觉得可以。  我还没有分析过绕组和磁芯损耗。

UCC28740 是一款非常受欢迎的器件、我们每年的销售额为百万。  这绝对是适合您的应用的控制器、预计可用于任何合理可预见的未来。

祝您设计顺利。

此致、
Ulrich