[参考译文] TPS53315：设计审查

您好！

请找到随附的电路板布局、Vout 和 LL 信号快照。  

板载 SATA HDD 5V 电源轨的最大输入电容为10uF。

热插拔事件期间、输出电压的波形捕捉是不可能的、因为问题是在客户现场发现的。

此外、仅在 Western Digital HDD 中观察到该问题。

您的波形是典型的、不会看到任何问题。   

在原理图中、我会将 C318从330nF 更改为1uF。  

布局仅具有3个输出电容器、原理图中有9个电容器。

如果热插拔导致电源上的输出电流负载阶跃为0至12A、  

我会添加更多的输出电容器。

您能否通过将10uF 和12A 负载热插入电路板来重现此问题？

您的客户是否向您发送了问题的波形或其他文档。

您的客户能否捕捉热插拔期间的波动？    

其他型号(非 WD)的 SATA HDD 热插拔是否没有波动？   

更改 RTrip 或添加 Cout 是否会导致问题消失。  

如果将 HDD 热插拔至实验室电源、则能否在示波器上测量电流。

1) 1) C318是内部线性稳压器(VREG)的输出电容器、我建议使用1uF/6.3V/X5R 电容器。

VREG 是 MOSFET 驱动器和模拟控制电路的偏置电源。  为了实现稳健的运行、

在 VREG 上具有稳定的输出电压非常重要。   在热插拔期间、VREG 上可能会有噪声、

增加 VREG 上的 C 将最大限度地降低噪声并减少潜在问题。  

2)、3)  当您在热插拔过程中表示换向时、 我不理解。

 输出电压降至零伏并重新启动。    输出电压下降是否为100mV、1V 等？   

 转换器是否具有不稳定的开关以及较大的输出电压纹波？  转换器是否关闭？

4) 4) 如果输出电压降至零并重新启动、 则添加 Cout 和更改 RTrip 会有所帮助。  

陶瓷电容器的有效电容随直流电压的变化而变化。    

电压为5V 时、47uf/6.3V 的电容约为15-20uF、具体取决于尺寸。  

原理图和您的波形显示了稳定的运行。      

我认为获得 HDD 热插拔配置文件的波形或其他数据会有所帮助。   

这是一个很难在没有图片的情况下进行故障排除的问题。

您是否可以通过将20uF 和12A 负载(相当于2个 HDD)热插入电路板来重现此问题？  

是否 已对 WD HDD SATA 进行了特性描述。    您能否验证硬盘的输入是否为10uF？   

是否有人可以将 HDD 热插拔至实验室工作台电源并测量电源轨上的电流和电压？

尊敬的 David：

我将与客户核实他是否能够探测信号。

ShiftLI N 

David Daniels 将于2021年1月初休假。  在等待客户回复时、我将此主题标记为"等待客户"。

尊敬的 David：

这与第4点有关、您提到增加 COUT 将有所帮助。 电路板上输出电容器的封装为0805。 目前、电路板上有47uF、10V 电容器。 此封装中最后一个可用的较高值为100uF。 但其电压为6.3V。  

最好使用额定电压为6.3V 或10V 的电容器。  

请建议。

ShiftLI N 

由于直流偏置会降低有效电容、因此输出为5V 时、使用47uF 10V 电容器可能比使用100uF 6.3V 电容器更好。

热插拔问题的相关信息。  问题可能是有一条通过 RCC 注入(C65、C325)从 VOUT 到 FB 的直接电容路径、该路径将 VOUT 下降到反馈的动态电压直接耦合、而不是将其从5V 降低到0.6V。

如果 VOUT 快速下降180mV、则会强制 FB 下降180mV 并触发欠压保护。

在设计中、我看到大量纹波注入、大约72mV (12V 至5V @ 400kH 输入1k Ω/100nF) 、远远超出了设计的实际需求。  以下是几个要尝试的操作：

1) 1)只需加快瞬态响应

将 R106从1k 更改为4.02k。  减少的纹波注入将有助于加快 VOUT 下降的瞬态响应、从而使转换器有更多时间在欠压保护跳闸前恢复 VFB。

2) 2)如果仅凭这种变化无法解决问题、则增大 RTrip 可能有助于转换器在恢复期间向输出电压提供更多电流、从而帮助转换器更快地恢复。

如果问题是电流限制限制了恢复时间、那么在热插拔 HHD 时、您应该会看到 VOUT 和 VFB 下降、然后 VOUT 线性上升、因为电流限制会以电流限制为输出电容器充电、 大约1ms 后、转换器停止并关闭输出电压。

尊敬的 James：

您能向我提供有关纹波注入的更多见解吗？ 当前的现有值由 TI 工程师提前提供。 请告诉我电流电路的 N 值。

e2e.ti.com/.../3380159

TI webench 显示了一个钽电容器。 我的设计中没有提供该信息。 这是否会导致任何重大问题。

连接的是输出电压波形，输出电容仅为47uf*3。 在热插拔单个硬盘时观察到波动。 47uf*9电容器未出现此问题。 只是分享了波形、认为它可能有助于我们调试现有问题。

4.''在过流情况下、流向负载的电流超过流向输出电容器的电流、因此输出电压往往会降低'您能否在数据表第15页解释这句话的含义。 第7.3.8节

根据我的理解、流入负载的电流流经输出电容器。 因此它们如何变化。

5.也可以参考附加的图像，这种下降的原因可能是什么。 是浪涌电流吗？

IOCP 是否指示稳态电流或浪涌电流

你好，Shiftali N

您可能会因为假日季而延迟我们的回复。

非常感谢。

此致、

Ruby

ShiftLI N 

"N"因子是开关频率与 FB 处 RCC 注入产生的有效零频率与输出电容的交流纹波之比。

当 David_Daniels 选择1k 欧姆和100nF + 1nF C325时、他尝试使用3.3uH 电感器和3个22uF 电容器以400kHz 开关频率稳定回路、 随着输出电容从3x 22uF 增加到9x47uF、 稳定环路所需的纹波注入量会显著减少、因此我们希望减少纹波注入并加快环路响应速度、从而有效利用这些额外的输出电容器。

输出电容约为6倍(电容为3倍、每个电容的电容为2倍)、因此"N"因子增加了6倍。  这会在输出端存在动态负载时导致环路响应非常慢、例如连接 HHD 驱动器的放电输入电容器。  减少纹波注入将有助于加快对热插拔引起的 VOUT 压降的响应。

TI webench 显示了一个钽电容器。 我的设计中没有提供该信息。 这是否会导致任何重大问题。

钽电容器在哪里？  有什么影响？  输出？

改变输出电容或其 ESR 会影响环路稳定性以及转换器对瞬态的响应能力。  当改变输出电容或输出电容类型(ESR)时、必须在之后检查环路稳定性。  减少 Cout 还会降低转换器响应突然变化的能力、例如突然增加10uF 的未充电输出电容。

如果不对补偿进行审查、可能会导致重大问题、但如果对环路进行调整、则应该是可以的。

连接的是输出电压波形，输出电容仅为47uf*3。 在热插拔单个硬盘时观察到波动。 47uf*9电容器未出现此问题。 只是分享了波形、认为它可能有助于我们调试现有问题。

您共享的波形显示了热插拔响应时 VOUT 下降、随后是恢复中的过冲、然后是由输出上的 OV 事件触发的关断。  断续超时、然后重启。  当输出电容减少如此多时、可以看到输出如何响应、但输出电容的变化也可能会影响稳定性并导致过冲。

很难确切地看到热插拔、VOUT 下降和过冲之间的3ms 期间发生了什么、但在恢复、过冲至5.4V 然后关闭之前、VOUT 确实会下降约200mV。  根据我的计算、我认为环路带宽低于 L-C 谐振频率、这可能是环路稳定性的一个重要问题。

4.''在过流情况下、流向负载的电流超过流向输出电容器的电流、因此输出电压往往会降低'您能否在数据表第15页解释这句话的含义。 第7.3.8节

根据我的理解、流入负载的电流流经输出电容器。 因此它们如何变化。

TPS53315中的电流限制使用逐周期谷值电流限制、从而延长每个脉冲的关断时间、直到"关断"时间内低侧 FET 上的压降低于电流限制设定点、从而限制流经电感器的平均电流。  发生这种情况时、负载电流高于电感器电流、必须使用流出输出电容器的电流来弥补漏电流。  随着电流从输出电容器流出、输出电压会降低。

5.也可以参考附加的图像，这种下降的原因可能是什么。 是浪涌电流吗？

是的、将未充电的输入电容连接到转换器的输出会导致转换器的输出下降。

IOCP 是否指示稳态电流或浪涌电流

如上所述、TPS53315的电流限制是一种逐脉冲电感器谷值电流限制、因此它可以在高达开关频率的频率下限制电感器电流、并对稳态电流和浪涌电流做出响应。  连接的负载所需的浪涌电流过大、会降低输出电压、因为输出电容器会提供过大的浪涌电流。

您好！

1.在我当前的设计中，N 值是多少，47uf*9.

 N=3.3uH*423uF*1.4ms (tON)/1k*0.1uF*2

上述计算正确。

2、还将更改开关频率帮助。

3.您是否认为现有热插拔问题是由于所选纹波注入值不正确造成的

4、您还能建议使用任何可实现的浪涌电流保护电路。

1、根据我的纹波注入值、选择的 N 值将为26.7。  

2、TON=1.042uS 是如何到达的。 我在数据表中找不到它。 对于12V 至5V 转换、它是否会保持不变？

3.在数据表中，它提到输出电压>3.3V 时，N=4。 如果它始终等于4或大于4、则可以接受。

HI Shiftali N、

我们的美国团队同事将在假期后向您提供反馈。 谢谢。

顺便说一下、我可以简单地解释一下第二个问题。   

2.对于 D-CAP 模式转换器、它应用自适应恒定导通时间控制。 TON=Vout/Vin*Tsw、那么您可以计算5/12/400k=1.042us。

此致、

Andrew

ShiftLI N 

1) 1)根据我的纹波注入值、选择的 N 值将为26.7

2) 2) Ton = 1.042us 如何？

如前所述、TPS53315使用 D-CAP 控制、这是一种恒定导通时间控制、导通时间由 VOUT、VIN 和所选开关频率在内部设置、使用公式 VOUT/VIN/FSW 为  12V 至5V @ 400kHz、即1.042us。  对于其他输出电压或开关频率、它会有所不同。

3) 3)在数据表中提到、当输出电压大于3.3V 时、N = 4、它是否应始终等于4或大于4是可以接受的？

数据表中的方程式为(L x Cout) /(R x C)≥N x TON/2，因此，从稳定性的角度来看，较大的"N"值通常是可以接受的。  但是、N 的值越大、环路的瞬态响应就越慢。  此外、如果"N"过大且(L x Cout)/(R x C)时间常数接近电感器和输出电容器的 sqrt (L x Cout)谐振时间常数、则环路也可能存在问题。

您是否曾尝试将纹波注入电阻器从1k 更改为4.02k、以查看这是否解决了您的问题？

您好！

您能不能建议47*3电容器的纹波注入电路值。

这是为了检查是否可以通过更改单个 HDD 热插拔的纹波注入电路值来解决不稳定问题，输出电容器将是47uF*3。

ShiftLI N 

将输出电容减少到3个47uF 电容器将加快带宽、但也会通过突然增加一个未充电的10uF 输出电容器来增加输出电压的下降。  我不确定这是否是处理这一特定问题的正确方向。

使用数据表中的纹波注入的"N"因数计算、我计算出最小注入(最大注入电阻)值为2.2k 欧姆。  David 最初提出的电阻为1.1k Ω、这是因为由于潜在的直流偏置电容损耗、有效 Cout 降低了50%。

根据 ESR 仿真、使用另一种方法计算注入方法、我计算出我们需要仿真11m Ω ESR 以稳定141 μ F。  对于5V 输出和0.6V 基准、对于电感器中的每安培纹波电流、FB 引脚上需要1.3mV 的电压。  这将允许电阻值在25k 欧姆或12.5k 欧姆时尽可能大、因为直流偏置会使 Cout 降低50%。  但是、FB 引脚上的这种低纹波电压可能会导致极高的脉冲频率抖动、因此我们通常建议 FB 引脚上的纹波电压至少为10mV。

对于7.294uV-s 的 Ton 时间1.042us、注入电阻器上的电压差为 VIN - VOUT = 7V  使用100nF 注入电容器时、我们得到的最大值为7.29k 欧姆。  由于此计算不受 Cout 电容的影响、因此我们不需要针对直流偏置电容损耗对其进行降额。

为了获得最佳瞬态性能、我们需要最大的补偿电阻器、该电阻器在 FB 提供稳定性和足够的纹波以限制抖动。  这就是我建议您早点尝试4.02k、这样会将 FB 引脚的纹波保持在18mV 左右、但您可以高达7.2k 欧姆、以进一步增加环路带宽和响应。

L-Cout 振荡电路的谐振频率为1/[2 * pi * sqrt (L x C)]，3.3uH 和141uF (10kHz，如果补偿了50%的 Cout 损耗)为7.3kHz， 因此、我们需要确保环路带宽至少保持为谐振频率的2倍、以便当 L-C 谐振产生非常低的相位裕度时、环路不会交叉。

对于4.02k 注入电阻器、在不降低输出电容器额定值的情况下、环路带宽为16k Ω、而在降低输出电容器额定值的情况下、环路带宽为32k Ω。  使用7.2k 时、带宽为28.8k 而不降额、而57.6k 与降额。

使用1k 电阻器时、补偿带宽仅约为4kHz 或降额时约为8kHz、低于谐振频率。

通过这一更详细的分析、我建议在两种情况下将注入电阻器更改为6.8k 或7.15k 欧姆、即3x 47uF 或9x 47uF。  4.02k 可能就足够了、但6.8k 或7.15k 将提供更好的性能。