[参考译文] UCC28780：关于 UCC28780的设置条件

您好、User4369382、

感谢您关注 UCC28780 ACF 控制器。

遗憾的是、该器件无法支持如此高的峰均功率比。  与初级峰值限制相比、基于过功率保护(OPP)阈值曲线、控制器可在极低的输入下支持0.8V/0.6V (133%)的电压、在高压线路上支持高达0.8V/0.425V (188%)的电压。  

因此、对于30W 的平均功率水平、 峰值功率在85VAC 时限制为40W、 在276VAC 时限制为56.5W。  相反、对于200W 峰值功率、标称功率 设计点必须为150W、其中30W 仅为20%负载。   在热性能方面、功率级可设计为仅30W 的稳态损耗、但在电气方面、它必须设计为150W 转换器。

运行在 D > 0.5不是问题、因为此器件 仅在转换模式(TM)下运行。    无论输入电压如何、TM 反激式器件都不存在与占空比相关的稳定性问题。

对于新的 ACF 设计、我建议从我们的网站获取最新的 Excel 计算器工具、该工具最近更新：  

在电池 D16-D25处为您的应用提供的建议输入为：
AC、276、230、85、80、 70、47、0.93

如果 D30 ="30"、则对于200W 峰值、D32 ="500"、以便将 OPP 阈值设置为150W、从而获得200W 的峰值限制。  我之前从未使用过如此高的峰/平均比、因此我不知道该工具是否会正常工作或由于某些未知限制在某个计算步骤中失败。

如果 UCC28780无法满足您的需求且您必须保持200W/30W、则可能必须使用支持连续导通模式(CCM)的控制器(如 LM5021)来获得高峰值功率。  对于 CCM 模式、D > 0.5的峰值电流模式控制将需要斜坡补偿来保持稳定性。 LM5021具有这种内置功能。

此致、
Ulrich

您好、Tak、

很高兴最新的计算器工具更易于使用。

您在热设计中提到了"减少输入电容器"、但 Cin 的大小必须为200W、遗憾的是、如果必须在160ms OPP 间隔内提供200W、则 Cin 的大小必须为200W。  在此   间隔期间、Cin 必须在最低额定输入电压的每个半周期峰值之间提供200W 的保持能量。  在 每毫秒的工作时间内、以全功率处理数百个开关周期、Cin 不能过小、否则 Vout 将超出稳压范围。        

确定最大开关频率并不容易。  在此 ACF 运行中、最大频率是输出功率、初级 电感和在高压线路上实现 ZVS 所需负电流的函数、如数据表中的公式29所示。  要使用此功能、 必须首先选择所有因素。

LM 根据用户目标的最小开关频率来确定。 在选择最小值后、才能确定任何其他工作点的频率。 但是、根据平衡用户目标和实际检查、选择 fsw (min)的准则很模糊。 例如、更高的驱动频率通常会使变压器尺寸减小(最好为零)。  然而、UCC28780传播延迟将开始影响~1MHz 以上的工作频率、较高频率下的铁氧体磁芯材料变得越来越难获得、RAC 效应更大、 栅极驱动偏置电流更高、硅 FET 无法支持该速率、PCB 布局对于低 EMI 和寄生效应等至关重要      
其中一个可能预期 Fsw (max)通常为2~3X Fsw (min)。  (它不是固定比率。)

24uH 看起来很低、但考虑到 Lm 的计算可使200W 在 最小 Bulk 电压下累积所需的峰值电流 并在6.25us 周期内以30V 的电压进行退磁、因此这并不不合理。 但是、在电池 D30中放置"200"是过度设计的。  您将获得267W OPP 电平。
相反、我建议将 D30设置为136.4W、 将 D30设置为110%、200W 将自动成为160ms 的最大可用功率。  这加上设置 NPS = 4、将 Lm 提高到39uH。

关于 SIMPLIS 模型：模型原理图页面上有一些应用手册列出了模型 无效的条件。 我相信故障模式是建模的。  对 AAM-ABM-LP-SBP 的完整工作范围进行了建模。  启动是缩写的、输入是直流电以加快仿真、但用户可以更改这些简化、以包括交流整流和大容量电容以及 VDD 充电。  不过、仿真时间会大幅增加。   

此致、
Ulrich

您好、Tak、

异步整流基本上只是输出上的一个二极管、而同步整流(SR)使用一个 MOSFET 来减少整流器的正向压降。  SR 的主要优势是最大限度地降低整流损耗并提高整体效率。

SR 为低电压输出提供了极大的优势、但在较高电压下更是如此。 例如、当二极管 VF = 0.5V 且输出为5V 时、这表示输出功率的损耗为~10%。    当 SR 下降0.05V 时、这种损耗仅为~1%。  

对于 Vout = 32V 的情况、与二极管相比、SR FET 仍会降低损耗、但改善幅度将是总损耗的较小百分比。  对于小效率提升是否值得 SR FET+Control+BIAS 网络的额外费用和复杂程度而言、这将成为一种经济折衷方案。   SR 的值与 SR 的值之间没有明显的边界。  在低电压下、决策非常明确、 随着 Vout 增大、决策变得越来越"模糊"。  不过、作为参考、在需要非常密集封装的 USB-PD 充电器设计中、SR 用于20V 输出。  它们需要尽可能减少损耗、以最大限度地降低内部 温升。

LC 滤波器不是必需的、但可以有2个主要功能、在 ACF 中是不同的。  

第一个是传统的高频噪声滤波器、在该滤波器中、大输出电容器的输出端添加一个小 L 和小 C、以最大限度地降低开关纹波电压。 在这里、不需要阻尼。

第二个比较复杂、但 LC 不是噪声滤波器。  相反、它用于将 ACF 模式从初级侧谐振更改为次级侧谐振。    有关更多详细信息、请参阅 UCC28780数据表第41页的第8.2.2.3节。  这是一种不同的 L-C 布局、通过更改谐振模式来帮助提高效率、但也会带来更多复杂问题。  在这种情况下、并联阻尼 L 也有助于避免不必要的谐振、从而在突发模式下保持稳定性。   SR-FET 可用于二次谐振 、但不是必需的。  也可以使用二极管、没有任何问题。  对于二次谐振、无论使用 SR 还是二极管、阻尼 L 都是有益的。  

SR 和 LC 布置都是经济决策、具体取决于您设计的封装和损耗目标。

此致、
Ulrich