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[参考译文] LM5023：CAN#39；t 从反激式转换器获取满载电流

admin
Guru**** 2468460 points
Other Parts Discussed in Thread: LM5023, TL431, UCC28600

请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/800230/lm5023-can-t-get-full-load-current-from-flyback-converter

器件型号：LM5023
主题中讨论的其他器件： UCC28600

我们设计了反激式转换器、如所附的原理图所示。 它采用85-265VAC 输入、并应在1A 时提供90VDC。 我们似乎无法从它获得接近满电流的任何值。 我们注意到的另一件事是、有时它不会启动并保持在断续模式。 当直流总线电容器没有完全 discharged.e2e.ti.com/.../SMPS.pdf 时尤其如此

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    TI__Guru**** 2468460 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。
    您好 Don、

    感谢您关注 LM5023反激式控制器。

    我从原理图中注意到两个主要问题：
    68uF 大容量电容 C245的尺寸不足、可提供90W 输出。 对于典型的反激式设计、大容量纹波电压通常保持在~50Vpk-pk 左右。 我建议将直流总线电容加倍。
    2.反馈偏置布置会导致输出电压调节不良。 假设 D34并联稳压器是类似 TL431的器件、无论光耦合器是打开还是关闭、它都至少需要约400uA 的电流。 由于全功率时的反馈电流通常接近于零、因此光耦合器会关闭、从而切断 D34的偏置电流。 这将失去对全部功率调节的控制。
    我建议在光电二极管(引脚1-2)上添加1K 电阻器、以便在光电二极管的 Vf 为0.4V 时提供400uA+偏置电流的路径。 该 Vf 足够低、足以使光耦合器完全关闭、但仍可提供最小分流电流。
    接下来、从 D36阳极上取下 R204、并直接连接到输出电容 C242。 将其值增加到368K (使用标准值的某种组合)。

    一些其他不太重要的项目：
    3.考虑将 R203的值增加到10K 以限制输出过冲期间的电流消耗(例如、从100%步进空载开始)。
    4.确保 D32 (14V 齐纳二极管)不会钳制将从输出反射到 AUX 绕组和 VCC 的正常电压。 它只能用于钳位浪涌、否则可能存在高损耗。

    我希望这能帮助您使其正常工作。
    此致、
    Ulrich
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    TI__Guru**** 2468460 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。
    感谢您的回答。
    1.我同意增加大容量电容是一个好主意，但是，当施加负载时，我看到直流总线没有压降，所以我不认为这是直接的问题。
    2、您描述的布置与我们最初设计电路的方式完全相同、除了光耦合器上的1K。 问题是、在 D34开始导通之前、几乎整个90V 都施加在它上面、超过了它的最大阳极至阴极电压。 这就是我们添加 D35/D36的原因。
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    TI__Guru**** 2468460 points
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    您好 Don、

    由于直流总线电压不会下降、因此在初级侧对其施加的负载不大。
    您能否量化您的观察结果？ 您之前的评论是："... 无法到达接近满电流的任何位置..." 和"... 施加负载时"。 这意味着您确实在非常轻的负载水平下获得了一些输出调节。 如果您逐渐将负载增加到关断点、可以承受多大的负载？

    请在描述特定行为时提供输入和输出测试条件。 此外、在各种条件下关键节点处的波形也非常有用。 我建议监控 Vout、Vaux、QR、COMP、VCC、 CS 和 SS (不一定同时全部)。 确保 SS 电压在启动后上升并保持在不远的位置、并且不是关断的外部原因(漏电或间歇电容 C246)。 方框图显示、QR 或 VCC 欠压下的 OVP 检测或过载检测计时器将在内部下拉 SS。 跟进其中的每一种可能性。 控制器对其输入端的显示进行操作。 确保输入信号按比例正确调节到系统、并且不存在过多的噪声。

    我了解 D35和 D36。 我假设在输出上升到60V 以上之前、D34电压基本上为零。 一旦2个齐纳二极管开始导通、剩余的电压在 D34上累积。 如果您不需要对90V 输出进行严格调节、则可以将其保持原样。 但 D34会调节 R203顶部的电压、而不是输出。 为了增强我将 R204移至输出的建议、请考虑在 D36的阳极至 GND 之间添加~120K 电阻器(替换 R204+R205的路径以保持 D35和 D36偏置)。

    此致、
    Ulrich
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    TI__Guru**** 2468460 points
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    您好 Ulrich、

    我们在启动期间捕获了一些波形。  

    CAP1 -无负载；Ch1=CS、Ch2=SS、Ch3=VCC、Ch4=Comp

    CAP2 - 200 Ω 负载； Ch1=CS、Ch2=SS、Ch3=VCC、Ch4=Comp  

    Cap3 -无负载； Ch1=QR、Ch2=SS、Ch3=VCC、Ch4=Comp  

    Cap4 - 200 Ω 负载； Ch1=QR、Ch2=SS、Ch3=VCC、Ch4=Comp

    有什么想法吗？

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    TI__Guru**** 2468460 points
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    您好 Don、

    感谢您提供波形。 在我思考这些问题时、您能否提供我请求的有关所捕获波形的设计目标(输入、输出)和测试条件的信息？

    谢谢、
    Ulrich
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    TI__Guru**** 2468460 points
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    输入直流总线为160VDC。 我们希望得到90VDC @ 1安培的输出。
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    TI__Guru**** 2468460 points
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    您好 Don、

    很抱歉、我发现您早已提供了 I/O 目标。 请务必提供波形的输入条件。 此外、请提供变压器电感和匝数比。

    谢谢、
    Ulrich
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    TI__Guru**** 2468460 points
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    一次侧电感= 256uH。
    次级电感= 145uH
    AUX 电感= 3.5uH
    匝数比：
    Np：Ns = 1.35：1
    Np：Naux = 10.33：1

    捕获从冷启动获取的位置。 盖1&3没有负载、设备正常启动
    电容器2&4连接了200欧姆负载、但未出现。
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    TI__Guru**** 2468460 points
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    您好、Don、

    好的、在所有4个启动中、VDD 在加注或关闭之前都非常接近15V。 从200mA 启动尝试中、COMP 被拉至 GND、而没有负载、其中 COMP 稳定至1V 或其他值。 根据匝数比、我得到 Na：NS =~1：0.13、因此对于90V OUT、辅助绕组的电压为~11.74V。

    QR 输入 OVP 阈值为3V、在辅助绕组上以5.11K 和18.7K 的电压工作至 OVP = 14V。
    由于 VDD 看起来会达到15V、因此我猜测 QR 在启动期间会超过3V OVP 阈值。

    在无负载的情况下、它几乎不会超过这一值、但我认为 OVP 关断会产生更高的负载电流。
    启动时有2种影响：软启动速率和并联稳压器补偿。
    我建议大幅增加 SS 电容值、看看您是否可以在不使 OVP 跳闸的情况下越过启动过冲。 如果这种情况成功、并且您的环路的动态瞬态响应是可以接受的、则应解决此问题。

    如果环路响应对于动态负载阶跃而言太慢、它也可能对启动期间的输出过冲响应缓慢。 考虑将 C254从 ADJ 到 C 的单个电容更改为 II 型网络、如果 C253回滚的频率响应过大、也应减小 C253。
    以下是有关 II 类环路补偿的参考： www.ti.com/.../slva662.pdf

    此致、
    Ulrich
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    我们将 SS 电容器增加到1uF。 这对我们有很大帮助。 我们现在可以使用810ma 的负载电流启动。 除此之外、它最初会启动、但会立即关闭。 我们注意到的另一件事是、如果我们尝试在直流总线降至接近零之前重新启动(或手动对 C245进行放电)、则不会重新启动。
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    您好、Don、

    我很高兴您取得了一些良好的进展。 我建议、如果 SS 上的1uF 帮助达到800mA、另一个1uF 可能会使您获得完整的1A 电流。 这可能不是最终的解决方案、但它是一项简单的测试。

    除此之外、降低 SS 以再次关闭 OVP 可能有助于解决重启问题。 通过查看数据表中的功能方框图、我们可以看到 VCC 引脚阈值为12.5V 导通和7.5V 关断、除非在 QR 输入上锁存了 OVP 关断。 在这种情况下、VCC 必须衰减到5V 以下才能解锁 OVP。 我认为这就是那里发生的情况。

    当 VCC 降至7.5V 时、VSD 引脚会重新启用启动 FET、因此 VCC 不会达到5V 以复位 OVP 锁存器。 只有移除交流电源(或直流电源)、总线电压才会下降到足够低的水平、从而使 VCC 降至5V 并解除锁存。

    坦率地说、如果这是不可取的、则必须不惜一切代价避免使用 OVP、或者构建一个变通电路来将 VCC 降低到5V 以下(或禁用启动 FET)、或者更改为不锁存 OVP 的其他控制器。 或者、如果您喜欢在可能的异常情况下使用闭锁功能、则只需在启动时避免 OVP、前提是确保在所有正常工作条件下都不会触发 OVP。

    此致、
    Ulrich
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    TI__Guru**** 2468460 points
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    将 SS 电容增加到2.2uF 没有任何帮助；仍然无法在任何大于810ma 的负载下启动。 此外、从空载开始、然后施加负载、会导致其关断。 因此、我们可能必须按照您的建议查看并联稳压器补偿。 遗憾的是、环路补偿不是我们的优势之一。 我们当然可以进行数学运算、但我们不清楚在哪里设置极点和零点。

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    您好、Don、

    很抱歉、增大 SS 电容不会让您进一步提高。
    我建议您验证是否知道导致关断的原因、即使使用更高的 SS 电容器也是如此。
    它可能是 OVP、也可能与环路补偿相关、但实际上应该进行验证、以便我们解决正确的问题。 检查 LM5023的 VCC、确保其在 SS 时间更长的情况下不会降至 UVLO 关断水平。

    在任何情况下、我发现环路比较器上的另一个基准比第一个基准更有用。
    www.ti.com/.../slua671.pdf 讨论了与 LM5023类似的 UCC28600的补偿(对于环路控制而言)。 我找不到任何与 lM5023本身直接相关的东西。
    但原理和设计技术是相同的、因此您应该能够应用它。

    您将需要一个网络分析器来生成波特图、以验证和优化补偿。
    这是不可避免的。 纸张上的内容可能看起来不错、但纸张的效果仅与您插入公式的参数一样好。 如果某些实际参数不是您认为的参数、您在测试电路并发现电路运行不符合预期之前就不会知道这些参数。

    此外、请按照我的建议修改您的反馈：将 R204直接连接到输出端并增加其值。
    您需要确保调节输出、而不是来自 Vout 的可变压降的中间节点。 请查看我之前关于此主题的帖子。

    请参阅新应用手册的图4。 它们具有可对分流稳压器进行偏置的本地低电压源 Dz。 这消除了由于输出变化而对光耦电流产生的任何瞬态影响。 您的安排并不完全相同。 D35和 D36齐纳二极管可通过 R203传输瞬态电压变化、这些变化叠加在分流器的电流控制上。 这种情况可以处理和考虑、但会使事情复杂化。 使用图4方法通过使"VZ"节点成为非变化电压来简化补偿设计。 然后、所有控制仅响应 R1路径下的变化。

    此致、
    Ulrich