[参考译文] LM5023：CAN#39；t 从反激式转换器获取满载电流

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Other Parts Discussed in Thread: LM5023, TL431, UCC28600

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https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/800230/lm5023-can-t-get-full-load-current-from-flyback-converter

器件型号：LM5023
主题中讨论的其他器件： UCC28600

我们设计了反激式转换器、如所附的原理图所示。它采用85-265VAC 输入、并应在1A 时提供90VDC。我们似乎无法从它获得接近满电流的任何值。我们注意到的另一件事是、有时它不会启动并保持在断续模式。当直流总线电容器没有完全 discharged.e2e.ti.com/.../SMPS.pdf 时尤其如此

6 年多前

0 admin 6 年多前

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您好 Don、

感谢您关注 LM5023反激式控制器。

我从原理图中注意到两个主要问题：
68uF 大容量电容 C245的尺寸不足、可提供90W 输出。对于典型的反激式设计、大容量纹波电压通常保持在~50Vpk-pk 左右。我建议将直流总线电容加倍。
2.反馈偏置布置会导致输出电压调节不良。假设 D34并联稳压器是类似 TL431的器件、无论光耦合器是打开还是关闭、它都至少需要约400uA 的电流。由于全功率时的反馈电流通常接近于零、因此光耦合器会关闭、从而切断 D34的偏置电流。这将失去对全部功率调节的控制。
我建议在光电二极管(引脚1-2)上添加1K 电阻器、以便在光电二极管的 Vf 为0.4V 时提供400uA+偏置电流的路径。该 Vf 足够低、足以使光耦合器完全关闭、但仍可提供最小分流电流。
接下来、从 D36阳极上取下 R204、并直接连接到输出电容 C242。将其值增加到368K (使用标准值的某种组合)。

一些其他不太重要的项目：
3.考虑将 R203的值增加到10K 以限制输出过冲期间的电流消耗(例如、从100%步进空载开始)。
4.确保 D32 (14V 齐纳二极管)不会钳制将从输出反射到 AUX 绕组和 VCC 的正常电压。它只能用于钳位浪涌、否则可能存在高损耗。

我希望这能帮助您使其正常工作。
此致、
Ulrich

0 admin 6 年多前

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感谢您的回答。
1.我同意增加大容量电容是一个好主意，但是，当施加负载时，我看到直流总线没有压降，所以我不认为这是直接的问题。
2、您描述的布置与我们最初设计电路的方式完全相同、除了光耦合器上的1K。问题是、在 D34开始导通之前、几乎整个90V 都施加在它上面、超过了它的最大阳极至阴极电压。这就是我们添加 D35/D36的原因。

0 admin 6 年多前

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您好 Don、

由于直流总线电压不会下降、因此在初级侧对其施加的负载不大。
您能否量化您的观察结果？您之前的评论是："... 无法到达接近满电流的任何位置..." 和"... 施加负载时"。这意味着您确实在非常轻的负载水平下获得了一些输出调节。如果您逐渐将负载增加到关断点、可以承受多大的负载？

请在描述特定行为时提供输入和输出测试条件。此外、在各种条件下关键节点处的波形也非常有用。我建议监控 Vout、Vaux、QR、COMP、VCC、 CS 和 SS (不一定同时全部)。确保 SS 电压在启动后上升并保持在不远的位置、并且不是关断的外部原因(漏电或间歇电容 C246)。方框图显示、QR 或 VCC 欠压下的 OVP 检测或过载检测计时器将在内部下拉 SS。跟进其中的每一种可能性。控制器对其输入端的显示进行操作。确保输入信号按比例正确调节到系统、并且不存在过多的噪声。

我了解 D35和 D36。我假设在输出上升到60V 以上之前、D34电压基本上为零。一旦2个齐纳二极管开始导通、剩余的电压在 D34上累积。如果您不需要对90V 输出进行严格调节、则可以将其保持原样。但 D34会调节 R203顶部的电压、而不是输出。为了增强我将 R204移至输出的建议、请考虑在 D36的阳极至 GND 之间添加~120K 电阻器(替换 R204+R205的路径以保持 D35和 D36偏置)。

此致、
Ulrich

0 admin 6 年多前

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您好 Ulrich、

我们在启动期间捕获了一些波形。

CAP1 -无负载；Ch1=CS、Ch2=SS、Ch3=VCC、Ch4=Comp

CAP2 - 200 Ω 负载； Ch1=CS、Ch2=SS、Ch3=VCC、Ch4=Comp

Cap3 -无负载； Ch1=QR、Ch2=SS、Ch3=VCC、Ch4=Comp

Cap4 - 200 Ω 负载； Ch1=QR、Ch2=SS、Ch3=VCC、Ch4=Comp

有什么想法吗？

0 admin 6 年多前

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您好 Don、

感谢您提供波形。在我思考这些问题时、您能否提供我请求的有关所捕获波形的设计目标(输入、输出)和测试条件的信息？

谢谢、
Ulrich

0 admin 6 年多前

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输入直流总线为160VDC。我们希望得到90VDC @ 1安培的输出。

0 admin 6 年多前

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您好 Don、

很抱歉、我发现您早已提供了 I/O 目标。请务必提供波形的输入条件。此外、请提供变压器电感和匝数比。

谢谢、
Ulrich

0 admin 6 年多前

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一次侧电感= 256uH。
次级电感= 145uH
AUX 电感= 3.5uH
匝数比：
Np：Ns = 1.35：1
Np：Naux = 10.33：1

捕获从冷启动获取的位置。盖1&3没有负载、设备正常启动
电容器2&4连接了200欧姆负载、但未出现。

0 admin 6 年多前

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您好、Don、

好的、在所有4个启动中、VDD 在加注或关闭之前都非常接近15V。从200mA 启动尝试中、COMP 被拉至 GND、而没有负载、其中 COMP 稳定至1V 或其他值。根据匝数比、我得到 Na：NS =~1：0.13、因此对于90V OUT、辅助绕组的电压为~11.74V。

QR 输入 OVP 阈值为3V、在辅助绕组上以5.11K 和18.7K 的电压工作至 OVP = 14V。
由于 VDD 看起来会达到15V、因此我猜测 QR 在启动期间会超过3V OVP 阈值。

在无负载的情况下、它几乎不会超过这一值、但我认为 OVP 关断会产生更高的负载电流。
启动时有2种影响：软启动速率和并联稳压器补偿。
我建议大幅增加 SS 电容值、看看您是否可以在不使 OVP 跳闸的情况下越过启动过冲。如果这种情况成功、并且您的环路的动态瞬态响应是可以接受的、则应解决此问题。

如果环路响应对于动态负载阶跃而言太慢、它也可能对启动期间的输出过冲响应缓慢。考虑将 C254从 ADJ 到 C 的单个电容更改为 II 型网络、如果 C253回滚的频率响应过大、也应减小 C253。
以下是有关 II 类环路补偿的参考： www.ti.com/.../slva662.pdf

此致、
Ulrich

0 admin 6 年多前

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我们将 SS 电容器增加到1uF。这对我们有很大帮助。我们现在可以使用810ma 的负载电流启动。除此之外、它最初会启动、但会立即关闭。我们注意到的另一件事是、如果我们尝试在直流总线降至接近零之前重新启动(或手动对 C245进行放电)、则不会重新启动。

0 admin 6 年多前

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您好、Don、

我很高兴您取得了一些良好的进展。我建议、如果 SS 上的1uF 帮助达到800mA、另一个1uF 可能会使您获得完整的1A 电流。这可能不是最终的解决方案、但它是一项简单的测试。

除此之外、降低 SS 以再次关闭 OVP 可能有助于解决重启问题。通过查看数据表中的功能方框图、我们可以看到 VCC 引脚阈值为12.5V 导通和7.5V 关断、除非在 QR 输入上锁存了 OVP 关断。在这种情况下、VCC 必须衰减到5V 以下才能解锁 OVP。我认为这就是那里发生的情况。

当 VCC 降至7.5V 时、VSD 引脚会重新启用启动 FET、因此 VCC 不会达到5V 以复位 OVP 锁存器。只有移除交流电源(或直流电源)、总线电压才会下降到足够低的水平、从而使 VCC 降至5V 并解除锁存。

坦率地说、如果这是不可取的、则必须不惜一切代价避免使用 OVP、或者构建一个变通电路来将 VCC 降低到5V 以下(或禁用启动 FET)、或者更改为不锁存 OVP 的其他控制器。或者、如果您喜欢在可能的异常情况下使用闭锁功能、则只需在启动时避免 OVP、前提是确保在所有正常工作条件下都不会触发 OVP。

此致、
Ulrich

0 admin 6 年多前

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将 SS 电容增加到2.2uF 没有任何帮助；仍然无法在任何大于810ma 的负载下启动。此外、从空载开始、然后施加负载、会导致其关断。因此、我们可能必须按照您的建议查看并联稳压器补偿。遗憾的是、环路补偿不是我们的优势之一。我们当然可以进行数学运算、但我们不清楚在哪里设置极点和零点。

0 admin 6 年多前

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您好、Don、

很抱歉、增大 SS 电容不会让您进一步提高。
我建议您验证是否知道导致关断的原因、即使使用更高的 SS 电容器也是如此。
它可能是 OVP、也可能与环路补偿相关、但实际上应该进行验证、以便我们解决正确的问题。检查 LM5023的 VCC、确保其在 SS 时间更长的情况下不会降至 UVLO 关断水平。

在任何情况下、我发现环路比较器上的另一个基准比第一个基准更有用。
www.ti.com/.../slua671.pdf 讨论了与 LM5023类似的 UCC28600的补偿(对于环路控制而言)。我找不到任何与 lM5023本身直接相关的东西。
但原理和设计技术是相同的、因此您应该能够应用它。

您将需要一个网络分析器来生成波特图、以验证和优化补偿。
这是不可避免的。纸张上的内容可能看起来不错、但纸张的效果仅与您插入公式的参数一样好。如果某些实际参数不是您认为的参数、您在测试电路并发现电路运行不符合预期之前就不会知道这些参数。

此外、请按照我的建议修改您的反馈：将 R204直接连接到输出端并增加其值。
您需要确保调节输出、而不是来自 Vout 的可变压降的中间节点。请查看我之前关于此主题的帖子。

请参阅新应用手册的图4。它们具有可对分流稳压器进行偏置的本地低电压源 Dz。这消除了由于输出变化而对光耦电流产生的任何瞬态影响。您的安排并不完全相同。 D35和 D36齐纳二极管可通过 R203传输瞬态电压变化、这些变化叠加在分流器的电流控制上。这种情况可以处理和考虑、但会使事情复杂化。使用图4方法通过使"VZ"节点成为非变化电压来简化补偿设计。然后、所有控制仅响应 R1路径下的变化。

此致、
Ulrich

电源管理（参考译文帖）

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[参考译文] LM5023：CAN#39；t 从反激式转换器获取满载电流