[参考译文] UCC28740：Ucc28740每2ms 停止一次

您好、User5327551、

感谢您关注 UCC28740反激式控制器。  

遗憾的是、文件中没有足够的信息来直接诊断问题、但我可以根据间接信息进行猜测。  由于重新启动之间存在~2ms、并且 HV 引脚为 VDD 电容提供~250uA、并且必须在2ms 内从~8V 上升到~21V、因此我估计 VDD 上的电容约为38nF。    

当输出电容尝试充电至反射的辅助绕组电压可使 VDD 保持在8V 以上时、该电容可能过低、无法保持 VDD。   

您是否开始进入满负载状态？  您能否尝试从较低的负载开始查看它是否保持运行？  如果是这样、那么您很可能需要增加 CVDD、以便在负载处于高电平时、VDD 在启动间隔期间不会下降那么远。  

此致、

Ulrich

您好、User5327551、

是的、您的假设基本正确。  但是、启动期间 VDD 负载仅为~18uA、并且 IC 启动后的最大运行需求可能高达2.65mA、但这不包括 MOSFET 栅极充电电流。  添加到控制器运行电流中的是最大栅极电荷 Qg 乘以最大开关频率 Fsw。  

例如、如果 Qg = 20nC 且 fsw (max)= 80kHz、则 I_GATE (avg)= 20nC*80kHz = 1.6mA。  因此 VDD 上的总负载= 2.65 + 1.6 = 4.25mA。  
一个能够持续提供至少5mA 电流的辅助绕组肯定会起作用。   

此致、
Ulrich

您好、User5327551、

如 UCC28740数据表中所示、UVLO 关断阈值为7.75V (典型值)、因此12V 对于 VDD 来说不是太低。  这是相当合理的。  

由于 VDD 似乎不是问题所在、因此必须在运行约2ms 后检测到一些故障条件、这会导致控制器关闭开关并进行回收。   它可能是输出过压或过载情况或其他情况。 请查看数据表、了解控制器可以检测和处理的故障类型。

我建议按照此调试指南确定问题： http://www.ti.com/lit/an/slua783/slua783.pdf 。  虽然它是针对 PSR 控制器编写的、UCC28740是一个 SSR 控制器、但许多启动问题和故障条件是相同的、因此本调试指南对于 UCC28740仍然很有用。  它将帮助您了解导致2ms 后关断的原因。  

此致、
Ulrich

您好、User5327551、

很抱歉我的回复延迟了。  感谢您提供原理图和变压器规格。 从这些内容中、我要介绍一些内容。

1. 根据匝数比和输入电压范围、在高压线路的高端运行将超过输出二极管 D7的反向电压额定值。 我建议将二极管替换为额定值更高的肖特基二极管、或增大 P：S 匝数比以降低反射电压。  在更改 D7情况之前、您仍然可以在较低的输入电压下进行调试。

2. 我对原理图指示器和您对输出电压的原始评论感到困惑。   在您首次发布此主题帖时、您表示5V/3A。 原理图文本指示6V、3A。 TL431 REF-分频器的计算值为5.84V。 请阐明实际输出电压的预期值。

3. 9：1的 NPS 比率反映了初级侧的电压约为56V、但您有一个700V MOSFET、其 VDS 额定值未得到充分利用。 8/5的 NAS 比率为您提供大约10V 的稳态 VDD、该值相对接近8V 关断阈值。   我建议重新设计变压器、以更好地利用最大可用占空比并增加 VDD UVLO 的裕度。 我建议使用 UCC28740设计计算器工具(www.ti.com/.../sluc487 )获取所有功率级和控制参数的最佳值。 如果无法更改变压器设计、请将用于计算器的实际值插入计算器、以获取后续组件值。

4. 除了超出规格的700V 额定值外，MOSFET 的额定电流为6A，对于必须处理的电流来说，这是超大的。 虽然它可能具有非常低的导通电阻、但因此具有非常高的输出电容、这会增加关断延迟并导致峰值初级电流高于预期。 这反过来会导致开关频率低于预期。 具有较低输出电容的较小 FET 将恢复对峰值电流的更好控制。

5. 在给定的匝数比下、R7下的68K 允许在大约62Vrms 下启动。 这是目的吗？

6. 在给定的匝数比和 R7端的68K 下、R8端的36.5K 将输出 OVP 电平设置为~8.2V。 这是目的吗？

7. 我推荐

   1. 从 FB 至 GND 删除 C26、并在光耦输出端删除 C6；

   2. 将 R6从50R 更改为0r、使 C4的充电速度每周期更快；

   3. 取消主缓冲器 R41和 C25。 Q2不需要这些；

   4. 取消装配 R51和 C74。 TL431不需要“软启动”；

   5. 将 R40从2K 更改为1K、以使 TL431的偏置更好；

8. 放置在较小 C39和较大 C40之间的电感器 L7可能会导致明显的低频欠阻尼振铃。 这可能是您在 VDD 上看到12V 电压的原因、此时该比率表明应该只有10V 电压。 我建议在调试期间短接 L7、直到所有其他测试完成。 如果仍然需要减少纹波、我建议将 C39更改为3300uF、并将 C40更改为820uF。 低阻抗电容应首先位于输出二极管后面。

9. 我不‘M R4和 R5是否是您设计的正确值、但计算器工具应为您提供正确的目标。

10. 我建议取消选择 R12 (在次级缓冲器中)、以消除缓冲器对导通电流尖峰的影响。 稍后、如果 D7的大小从20A 等级下调、您可以将 C12优化为执行作业所需的最低值。

请根据这些建议做些什么、看看系统行为是否在整个线路和负载范围内以稳定的稳态运行得到改善。  之后、您可以集中精力减少纹波和滤波噪声、并尽可能减少任何必要的缓冲器。

此致、

Ulrich

您好、User5327551、

我很高兴2毫秒的断续模式已经解决。  请不要忘记回顾 我上次答复中的所有其他建议和评论。  

我不确定1.5kHz 噪声的"凸点"是什么... 我假设您是指"碰撞"、但即便如此、我也不知道您的意思是什么、它  是什么信号、或者在什么条件下发生。  200uV 对于任何信号来说都是相当低的。  这是问题吗？

为了可靠地获得3A 输出、转换器实际上应该被设计成比额定电流多大约5~10%的电流。  由于最大频率为100kHz、且电流为2.5A 时已达到89kHz、因此我相信 、使用现有的 R4和 R5值、您将无法实现3A。   正如我在前一个答复中提到的、我建议您使用您现在拥有的变压器参数填写 UCC28740设计计算器工具、以确定 您指定的最大开关频率下的电流感应电阻器(R4||R5)的正确值。   此工具还将帮助您确定其他组件值、以减少试错调试的数量。  

此致、

Ulrich

尊敬的用户5327551：

我不确定、但我认为6kHz 及其谐波是 UCC28740的内置频率抖动特性导致的次谐波。  这种抖动 (向开关频率添加一些展频)在重复的6脉冲周期中运行。  在此抖动周期内、一次侧峰值电流 (IPP) 电平略有变化、并且每个开关周期也相应地发生变化、从而在6个周期内保持每个周期的能量输送均匀。    数据表中未明确讨论此功能、但第1页中列出了此功能、第6页的注释(1)中也提到了此功能。  

如果您的转换器以40kHz (标称值)运行、6脉冲抖动 将导致抖动模式重复6.67kHz。  然后、它将在13.3kHz、20kHz 等频率下具有自己的谐波   我相信这就是您通过 FFT 扫描检测到的内容。  我希望这种 谐波模式 将 跟踪不同负载电平下的标称频率。  我不确定10R 栅极电阻器为什么会降低峰值幅度。   

注意：在较低的负载水平下、抖动功能会关闭。  (在该状态下 、开关频率和 IPP 在恒定的线路和负载下保持恒定。)   关断 发生在   数据表第16页上控制律曲线的下 FM/AM 区域边界附近的某处。  该特性中存在一些迟滞、因此在关闭抖动后、它将保持关闭状态、直到负载在 AM 区域中增加到稍高的程度。  我不知道抖动停止或恢复的确切点。  

此致、
Ulrich

您好、User5327551、

由于我们正在通过私人电子邮件对此进行进一步探讨、并且先前已解决了原始问题、因此我将关闭此主题。

对此，
Ulrich