[参考译文] LM3524D：LM3524D 关闭电压反馈问题-输出相移不受控制

感谢@Peter Meaney 亲自为我们提供帮助。 自从 SMPS 出现故障后、我没有太多的时间来检查它、浪涌12A NTC 将会熔断。 也许我应该增加引脚9上的时间常数以实现更软的启动。 几分钟后、我不得不使用新的(16A)驱动器进行测试、并降低了放大器的增益、我已经看到了这两种测量方法的一些改进。 我需要找到 NTC 替代产品并开始测试，或者获得强大的汽车电池：)  

我已经修复了 SMPS、将三个熔断的 MOSFET 和一个极快速恢复的肖特基二极管与 NTC 一起更换。 电源的工作方式是全新的、我已经进行了一些测量。  

相移 仍然存在、噪声来自 Trafo。 我在初级绕组和次级绕组之间没有隔离、这实际上是固定的相位问题的一半。 相移仅在空载且小于以前的值时出现。

具有全电压反馈的 PWM 调节最终工作是、 全负载电压为46.5V。 如果没有负载电压、则上升至48.5V、PWM 会相应地通过引脚9和引脚1之间的1MEG 电阻进行干预。

我使用专用的100A 示波器传感器(2MHz 带宽)进行了电流测量、用蓝色显示了 OSCi 图。 我不能解释的是...

1V 对应40A、第一幅图片为空载、第二幅图片为4.8 Ω 负载(电压为46.5V)。 第一张图片显示了28kHz 的相移(仅在空载时出现)

MOSFET 关断后、电流如何能够反向流动(零线下方的蓝色图)。 该负电流也因两个 MOSFET 之间的系数2而异。 它是否与 SMPS 输出端的等效电容器发生谐振效应？ 在第二张图片中、负载情况下、通过一个 MOSFET 的电流永远不会达到零、因此即使死区时间也会出现电流重叠。

如何解释这种 Fenomena？  

感谢 Pete 亲自为我们提供帮助、这里有一些来自 Trafo 和原理图的 fotos。

现在、两个初级侧和次级侧之间存在由电气隔离带组成的隔离层。 通过 收缩管路隔离线圈的垂直部分(接触点和不能使用胶带的地方)。 引脚1处的电位计也是50k。 此外、LM3524的旁路电容为470nF (未在原理图中显示)。 此外、整流器放置在负载之后、因此此时我不必担心 schottkys 上的热性能问题。 在 fotos 上可见的铜匝数是次级绕组的匝数。 一次侧绕组与二次侧绕组比为2x3匝数：1x15匝

您好、Ivaylo、

感谢您提供变压器的原理图和图像。 通常、所有组件、控制器、栅极驱动 IC、功率 MOSFET 和变压器都位于一个 PCB 上、因此需要付出很大的努力来确保与开关波形或承载的高 di/dt 电流的任何连接尽可能短。

实际上、无法使该电路与飞线互连一起工作。

我在实验室中提供了一些原型板的图像以供比较。

我还建议您使用多股并联线对变压器进行缠绕、以使绕组更容易。 我不知道最终应用所需的绝缘等级、但通用电气胶带可用于工作台调试的功能绝缘、在高温时可能会降级。

感谢 Pete、我完全看到了短连接的好处、例如减少基线天线的长度、即使在14kHz 时、di/dt 分量也会非常高、并导致这些现象。 同时、我实现了移相无操作。 这不是很长，但实际上在我看来，它似乎是 di/dt 分量，但请多多包涵。 开发此电路肯定会占用浪费的功率 MOSFET 大量时间、但最终还是值得的。

当它仅在无负载时发生相移时、我看到了变压器。 从电流传感器图中可以看出、在无负载的情况下、平均电源电流约为20A、这相当于240W 的能源浪费、我对此并不满意。 我所做的是、我完全重新排列了 Trafo。 我在初级绕组上从2x3增加到2x5绕组、并在初级绕组和次级绕组之间放置了大量的隔离层、并将 Trafo 窗口大小推到其极限值。 此外、我将频率从14kHz 增加到25kHz。 因此、空载时的直流电流通过完美的栅极信号下降了8倍、降至2.5A。 从那时起、我还完全移除了低电流12V 电源、并从12V/140A 线路为控制电路供电。 我已经享受了很长一分钟的时间、可能是一小时的100%无相移运行、无论有负载还是无相移。 由于初级侧的频率更高且电感更高、我的电压会稍微降低-但由于不会产生过多的磁化、输出电压过低、因此负载(电阻式4.8 Ω)为45V (与先前的 Trafo 配置相比为46.5V) 或420W 和全 PWM 扩展以及48.5V 无负载、PWM 接近12%。 这一次也证明了这种情况、Trafo 调整直接影响了相移、差异就像夜晚和白天一样。

现在、唯一要做的是放置整流器、因为它应该位于次级和负载之间。 同步整流我不会这样做、但一个好的旧肖特基电桥就足够了、并将在测试后不久发布。

您好、Ivaylo、

请注意、在高功率下工作时、输入侧的电流为140A、任何互连电缆或连接器中的传导损耗都可能很高、并且会很热。 功率由电阻进行平方、140A 的平方乘以1mR 为19.6W！

确保您的装置附近没有可燃材料。

此致

Peter

在反馈关闭且没有移位问题的情况下达到稳定状态后、我一直在项目中工作、并构建了一个小得多的 PCB、短接时的新散热控制也比以前短得多的电源连接。 我遇到的问题是新设置使我在开发过程中倒退了。 我不仅无法闭合反馈(燃烧 MOSFET)、而且甚至无法从同一电源12V/140A 线路为 SG3524供电、我被迫为其使用单独的12V 电源(具有公共接地)、否则无法控制的相移和 MOSFET 被燃烧。 我有一个问题，SG3524已经存在了一段时间。 新控制器实际上是否更稳定、IC 之间是否有稳定测试？

尊敬的 Peter：

我无法测试、因为我正在等待栅极驱动器。 我在 PCB 顶部有470nF 的电容、该电容用红色和黑色电缆(IC 电源)覆盖了一点；靠近大黑色电容器4700uF。 一旦收到驱动程序、我将立即测试10uF 并尝试使用该驱动程序。

同时、我已经使用新的 PCB 和我所做的构造做了一些 fotos、所有连接的长度都尽可能缩短 、请参阅 fotos。  

我收到了我的16A (峰值电流)驱动器 IXDN614CI、但结果他们让我非常失望。 相移很容易燃烧、一天中有6个部分消失了。 此外、将它们安装在散热器(TO-220-5)上也无法解决问题、因此它们不会因为多余的功率而燃烧。 它们甚至与输出串联10欧姆、因此不会因过大的电流而燃烧。 这些相移对它们造成了不良影响。 还有几个 MOSFET。 我的时间很艰难。。。

我宁愿燃烧半导体、花点钱并在这一过程中学习一些东西。 我发现了一个灵魂。 因此、事实证明、我使用分立式 BJT 晶体管(TO-220-3)构建了自己的驱动器。 即使不流汗、他们的工作也很有魅力。 我需要在边缘进行升压以获得一些 du/dt、因此在 IC 输出和 BJT 驱动器基极(NPN/PNP 级)之间的电阻器旁边使用了一个并联150nF 电容。

现在、我可以重点介绍这些持续的相移。 我对误差放大器进行了高频补偿。 在输出和反相输入之间连接了一个1nF 电容。 差异很大。 现在、我能够以大约450W 的高功率持续运行、而无需燃烧 FET。 请注意、对于独立的电源、一个12V/140A 用于电源、另一个12A/5A 用于 SG3524 PCB。

一旦我移除了12/5A 电源并在12V/140A 电源上连接了 IC 板、MOSFET 就会放弃。 然后、我注意到一些问题、随着频率的增加、相移的明显程度越来越低。 遗憾的是、我的最大负载下的输出电压会下降。 我认为“这是浪涌电流。 我需要限制它…”。 我发现一个 EMI 抑制电感器与一个2.2uF X2抑制电容放在一起。 在主滤波器和 voilà 的中心之前、将单级 LC 滤波器中的滤波器连接在一起！！！ 我认为、相移要小得多。 没有、我的示波器很难用栅极信号上的强烈射频残留物触发信号。 在一些人使用触发器时、我达到了以下目的：

https://youtu.be/zwGdumq1T9A

输出功率约为460W、功耗约为670W、效率约为68%。 开关频率为17kHz。

在连续全功率初级绕组(铜)上、直径为2.5mm (0.1英寸)时发热、产生4.9mm^2 (0.0076平方英寸)的横截面。 EMI 电感器的直径甚至为1.6mm。  MOSFET 也会发热。 我想这是我最大的功率损耗所在。 电流约为60A 时、所有这些都是如此。 事实证明、我需要更粗的铜线。 我读过60A 的某个地方、您需要25mm^2、或比现在高5倍。 还有皮肤效应。 皮肤效率计算器在17kHz 时显示出0.5mm 的皮肤深度。 因此、我有效地具有1.5mm 直径而不是2.5mm。

我现在测试了一天、我必须说、我尝试过、但不能使电路不稳定、也不能烧坏 MOSFET。  空闲/空载时的功耗仅为18mA、非常低。 似乎我可以很快结束开发。 一切看起来都很好，结果很好。