[参考译文] UCC28064A：Ucc28061替换为 ucc28064A 不起作用、

您好 Eagle、

我假设您只是将 UCC28064A 交换到 UCC28061的使用位置、而没有进行其他更改。
如您所见、IC 将无法正常工作。 其后果按严重程度顺序列出：
引脚9 (PWMCNTL)已更改为突发阈值功能 BRST、最大额定值为7V。 由于内部 ESD 保护结构具有~7V 钳位、连接到 VCC 的10K 电阻器 RP22会在 BRST 输入端产生电流应力。 幸运的是、电流可能小于1mA、因此-064A 可能可以。 但请移除 RP22以进行所有后续操作。

由于使用-061时没有任何突发模式、因此可以将引脚9连接到 GND、以避免使用-064A 时出现突发模式。

2、引脚4的 PhB 功能在内部发生了变化。 现在、如果将 PhB 连接到 VREF、则-064A 将仅在单相模式下运行(B 相始终处于关闭状态)。 这将在大于50%的负载下使 A 相过载。

由于您没有在单相模式下使用-061、因此您可以将引脚4连接到 GND、以通过-064A 始终启用两相模式。

3、引脚3 TSET 功能已更改。 在-061中、导通时间与 Rtset 成正比。 在-064A 中、导通时间与 Rtset 成反比。

因此、要恢复相同的导通时间范围、使用-064A 时、Rtset 必须降低至大约24K~27K Ω。 UCC28064A 数据表中图16的曲线没有该值、但我估计它的-061的比率为~9us/V KT 时、在低压线路 VINAC (pk)= 2.5V (假设85VAC 输入)和 Kt =~3.5us/V (Rtset = 66K)时、会产生类似的9us/V。 9/3.5 =一个系数2.5、因此对于 RP30上的-064A、rtset = 66K/2.5 = 25.6K。

4、引脚7 VINAC 在-061中具有7uA 的迟滞电流、但在064A 中、此电流降至2uA。 为了保持相同的导通和关断(欠压)点、VINAC 分压器的阻抗必须上升7/2。 对于-061、您具有 RP15-18 = 4Meg 和 RP26 = 91K。
4Meg 为您提供用于欠压的28V 迟滞。

为了使用-064A 保持您的设置、RP15-18必须增加至14Meg、RP26 = 319K。 选择最接近这些计算的标准值。 滤波器电容 CP13必须从1000pF 降至大约300~330pF、以保持相同的滤波器时间不变。 应小于100us、以避免失真。

5.您的原理图未在 VREF (引脚15)上显示任何旁路电容器。 建议 VREF 上至少有0.1uF 的接地电容(请参阅-064A 数据表的第31页)。 否则会影响基准稳压器的稳定性。
VCC 的旁路电容 CP15在68nF 时似乎过小。 我建议至少1uF 或更高的电容来处理 GDA 和 GDB 引脚的峰值电流。

通过这些更改、我希望您的电路板在更改为 UCC28064A 控制器时能够按预期工作。 注意：为-064A 更改后、除非您再次全部更改、否则无法在该板上使用-061。

此致、
Ulrich

您好 Eagle、

我将回答您在本回复中的两个帖子。

与您一样、大多数 PFC 级都使用非隔离式升压拓扑来调节输出电压。
如您所知、输出电压必须高于输入电压的最高峰值、以避免输入峰值处出现电流尖峰。 对于305Vac 的最大输入电压、PFC 输出电压必须大于431Vdc。 实际上、为了保持 PFC 控制、它必须比最大输入峰值高几伏。

在您的情况下、您将始终获得峰值浪涌电流、因为有一条通过升压电感器或旁路二极管从输入端到输出端的直接路径。 该电流的峰值仅受电压差(Vin (peak)–Vout–VDiodes)和串联电阻的限制。 升压 MOSFET 无法控制该电流(与控制器、-061或-064A 或任何其他控制器无关)、只能通过一种方法避免：输出电压必须高于输入电压(峰值)。

下一个问题是 Vout 必须高多少？
理想情况下、PFC 控制器应控制整个半线周期内的 MOSFET 开关、包括峰值。 但是、它仅在检测到有效的 ZCDx 信号时执行此操作。 如果 Vout 太接近 Vin (peak)、ZCD 绕组电压将太低、无法满足 ZCDx 输入端的阈值标准、控制器将停止开关。 因此、在输入线路的峰值处将有一些死区(无开关)。 内部重启计时器将尝试每~210us 恢复一次开关、直到 ZCD 信号恢复到技术规格范围内。 理想电压差将取决于 ZCD 绕组与升压绕组的匝数比。 您必须能够在输入线路的峰值时在 ZCDA 和 ZCDB 上实现大约2V 的电压。
因此、(Vout–Vin (peak)–VDiodes)* NL/NB > 2V、其中 NL/NB 是 ZCD 绕组与升压绕组的匝数比。

由于在线路峰值处 MOSFET 导通时间期间从 ZCDx 引脚流出的峰值电流、因此匝数比应达到多高的权衡因素有限。 此外、选择非常高的匝数比来最小化 Vout 将影响过零处的性能、从而导致该处出现死区时间(当 Vin 过低而无法触发 ZCDx 阈值时)。 如果您的 THD 规格能够在极端高压线峰值下耐受一定的死区时间、那么合理的匝数比可以在过零时提供良好的性能。

对于 CS 引脚上的滤波器、串联电阻通常应为100R 或更低、但这不是绝对要求。 CS 输入的绝对最大规格为-30mA、可以承受。 当峰值浪涌电流在电流感应电阻器上产生峰值负电压时、这种情况通常发生在加电浪涌期间。 CS 串联电阻器将由于该负电压而产生的电流限制在-30mA 以下。 因此、如果浪涌电流峰值较低、则可以使用较低的串联电阻来保护 CS。 较高的 RCS 值将使用偏移电压影响 OCP 跳闸点、因为 CS 引脚的偏置电流(指定为-061为-150uA、-064A 为-166uA)会产生偏移电压。 选择 RCS 后、您可以调整 CS 上的滤波电容器、以实现系统所需的噪声滤波程度。

理想情况下、CS 上不需要电容。 但是、大多数设计都有一定数量的开关噪声、这些噪声会耦合到 CS 输入中。 如果该噪声足够大、它将提前触发 OCP 并关闭 PWM、直到升压电流清除到接近零(VCS <-15mV)。 这将中断正常 PFC 运行并导致输入电流的高失真。 CCS 的值应该只足以滤除噪声、而不是太高、因为它会形成一个带有 RC 的 RC 滤波器、并且一个长时间常量可以延迟 OCP 对过量峰值电流的响应并允许电感器饱和。

最好在良好的 PCB 布局下避免噪声耦合、但如果您的系统特别嘈杂、并且您需要对 CS 进行高 RC 滤波、则可以考虑提高电流感应电阻一点以补偿额外的延时时间。 最后一个答案是：是的、您可以更改 CS 滤波器的 R 和 C 值、前提是您知道执行此操作时会发生什么情况。

此致、
Ulrich