[参考译文] UCC27714：请说明为什么没有图(数据表)、为什么没有 HO/LO 输出电流相对温度范围

您好 Richard、

感谢 我的朋友的快速回答。  我 非常喜欢它们为 UCC27714提供的 ESD 保护！

[引用用户="Richard Herring"] HO 和 LO 250mA 直流额定值通常与  内部器件中的功率耗散限制有关[/引用]

似乎指示了分类电路灌电流/拉电流、但数据表中的任何证明都可以达到4安培峰值、而不是 在没有证据证明达到4安培的情况下做出毫无根据的陈述。 即使 按照 FAN73901 IC 耗散图标准、该器件的耗散可能也优于600mW (拉电流@4A)。

[引用用户="Richard Herring]当 HS 节点 由低侧功率 MOSFET 切换至 COM 时、HB-HS 自举电容器的充电电流路径从 VDD 电容器拉出电流。 栅极驱动器电流不为 HB 电容器充电电流供电。[/quot]

实际上 、LO 确实会在  预充电周期内通过 DBOOT 控制 VB 电流的供应、而当 DBOOT 对每个 PWM 周期进行反向偏置时、HS 会接管。 在这方面  、正如您所说的(1.2V/12v)、Cboot 电荷会消耗、但12v VDD 从未用于 TI 使用 NFET 或 IGBT 模块或驱动器生产的任何电路中。

[引用 USER="Richard Herring"]、以确定 自举二极管的大小是否正确。  例如、如果高侧 HB 具有10%的纹波、则12V 电压仅 会下降1.2V。 如果有一个2欧姆的自举二极管串联电阻 器、则电流仅为1.2V/2Ohm 或0.6A

我很难想象 二极管 (IF)限值 应通过  峰 值预期电流处的 DBOOT 上的 VF 压降而 不是电源限制电流来计算。  与 LED 类似、我们计算 列出的 LED VF 压降的电流限制、而不是电源电压。  假设 Vdd =15V 且 列出的 DBOOT 压降 @1安培  为0.9V、则二极管 R 为0.9欧姆 或 R=E/I、实际 Vf 压降 @4安培。 现在、我们 将1欧姆1/4瓦 R 与 VDD 串联到启动中、并将8.2欧姆1/4瓦与 VS 引脚串联、  与 HS 引脚类似、当 二极管进入反向偏置时、HO 导通 GS 饱和 、DS 电流流入 HS 引脚、Cboot 接收到小的 V 压降。

另一个 FE 建议 VDD 电荷泵  在预充电引导循环后自动运行、 但情况似乎不完整。 我们在 VDD 中看到的重复骤降 是 由于每个 PWM 周期对 Cboot 进行充电、您只能 说少量充电。 然而、低 侧高电平侧开关 在 半桥 PWM 周期中是否未导通 Cboot (完全放电) 3相逆变器？ 实际上、人们认为它应该完全耗尽、 因此 dboot 必须在 每个 PWM 周期提供(完全) VDD 电流。  

如果 UVLO 降至4V/12v 以下、可能会出现恐慌、原因在于 Cboot 充电路径和通过 LO 开启周期的反向电流路径、以及需要尽快关闭 LO？ 请注意、当   或如果电流超过器件的峰值(IF)电流时、二极管阴极处可能会产生电压削波。 建议使用具有4安培栅极驱动       器的2安培 DBOOT 的原因和想法、因为 NFET GS 似乎需要在较快的 QG 压摆率下通过 CBOOT 快速饱和、而 DBOOT 必须在 LO 打开时处理流入 CBOOT 的峰值 VDD 浪涌(IF)电流。 TINA 可能有助于进行该分析、以证明浪涌峰值 的存在程度。

也就是说、如果 UCC27714能够长时间维持4安培电流、 则不存在与占空比或温升相关的脉冲测试曲线、以验证其实际是否可以。 我将再次查看图、并尝试了解 LO/HO 输出如何达到4安培。 此外 ，不 存在40-120*c 温度范围内允许负电压的 HS 引脚图。

 说到 HS 和 Cboot、  电流路径在 Cboot 放电时是否不会从 VDD/VSS 变化、并 在 Dboot 反向偏置期间摆动到 VB/HS、从而 通过 QG 消耗 Dboot？ 然后、我们是否应该通过  NFET 的 HB/HS 为 总 QG 或 栅极电荷计算与所需峰值电流下的预期 VF 压降相对的二极管峰值电流？  我想您 提到 MOSFET QG 、但为什么没有与 HS 引脚串联的 R 值、我们还应该考虑或计算相对于 MOSFET QG 的启动(IF)？

图53故障模式和文本的测试结果似乎排除了如何防止 HS 引脚上的负 dv/dt、以及 如果 降噪电路 降低 HS 引脚上的 dv/dt、为什么 HS 如此容易出现负尖峰、 它可以通过多大的负电压抵消 dv/dt？ 从图 53中判断 、消除电路似乎允许-80至-18V 直接进入 HS 引脚并影响 HO 输出电平。

因此、任何低至或高于-18V 的电压都将被 HS 输入忽略、 这是任何标准 新 标杆所带来的出色测试结果？

帮助阐明 HB CAP (Cboot)如何在每个 PWM 周期通过 HO 电流路径进行放电的示例。 因此、通过(DBOOT)或 HB 二极管的实际 HB 电容充电似乎很重要。

注意 TI 分析捕获中从未显示过电流跟踪捕获(DBOOT)、因此需要怀疑每个周期中通过 HB 二极管的电流可能超过预期。

图示 其他供应商(很好)为阐明引导充电周期电流路径所做的研究工作：

您好 Richard、

我使用预偏置模型的内部栅极驱动器图腾柱对 HB 自举二极管电流进行了 TINA 分析、并在6 Ω 栅极负载@12.5kHz 时观察到2A 持续3.5A 峰值。  对于我们预期使用 UCC27714驱动的并联 NFET、1000pf 输入栅极负载(图10-13)与4600pf (Ciss)总负载(109Qg)相比似乎非常小。

仍然无法理解数据表图10-13如何证明 HO/LO 输出甚至可以灌/拉1安培、更不用说4安培。 TIDA-00778图33-36显示了 UCC27714 HO 灌电流/拉电流2安培、Cboot @15kHz PWM 上存在0.55v 纹波。 这就是 为什么不对 UCC27714数据表使用风扇冷却的电感负载夹具和具有实际(Qg)负载的 MOSFET 进行相同的负载测试的原因。

仿真 Tina 栅极驱动电流@HO 间接6欧姆栅极驱动等于 Cboot 每个充电周期内的 HB 二极管浪涌电流可能会建议 UCC27714 LO/HO 的更高转换率实际上通过 HB 二极管提供比仅1安培更多的 VDD 电流。 毫无疑问、最好的方法是不要猜测、而是模拟实际函数。

UCC27714的 SPICE 模型或许可以 让我更好地理解-有没有？

您好 Richard、

[引用用户="Richard Herring"]额定直流电流为1A 的二极管通常可以维持更高的 峰值电流[/quot]

我们希望、大多数数据表中对于  1安培超快速 二极管(TRR<=14ns)、在半个周期(仅限60Hz 时)提供30安培浪涌、而不是10.5Khz。 然而 、TINA 瞬态 表明 、当 HS 引脚在    1-2伏后的 VSS 上下摆动为负1V 时、借助    2.2 Ω 串联电阻器、自举二极管电流会更周期性地超过甚至2安培。 请注意、TIDI-00778图36 Cboot 上的纹波会使 VDD 变化0.5V、  该纹波实际上表示 VDD 相对于 HS 下降到低于 VSS/COM 超过2伏的压降。   由于 HS 的摆幅甚至低于 VSS (VG3)、   在 HS 保持长期负状态期间、通过引导二极管的电流会呈指数级增长至1安培以上。 必须假设 MOSFET 负载和 VDD 压降与 流经 HB 自举二极管的总电流以及它根据逆变器直流 负载保持该电流的时间有很大关系。

[引用用户="Richard Herring"]相同容性负载下的上升和下降时间参数使上升和下降时间性能的比较一致且容易[/引用]

很抱歉、当其他供应商 的数据表列出  定期范围 (<10us)内的确切 HO/LO 灌电流/拉电流时、我觉得这毫无意义。 UCC27714确实在   AMR 部分中提供了脉冲(100ns)+/-4安培的声称(Iout)。  显然(Iout)可以达到2安培(@15kHz 或66.6us) TIDI-00778图33、34证明了持续2安培的15kHz  电流和超过2安培的电流必须小于100ns？ 因此 、脉冲100ns 仅在  4 安培的极峰值时 、但在2或3安培时会怎么样、 在任何脉冲周期都可以吗？

感谢 Spice 模型 链接：)

[引用用户="Richard Herring"]可以将 HB 电容器充电至自举二极管的 Vdd-Vf 加上负尖峰[/引用]

您提出的要点：

TINA 分析如果 我们将 HS (12.5kHz)从 VSS 以下的0v 循环到1v、 (如果)中  会在两个方向上通过引导二极管出现尖峰。 当 VDD 电势突然从下拉状态返回时、电  流尖峰会通过二极管发生、这是有道理的。 即使在2安培二极管@0.9V 压降、 2.2欧姆串联 R 的情况 下、电流平均值仍高于2安培。 同样 、这是相对于在12.5kHz 下将 HS 拉至比 VSS 低1v 的位置而发生的

您会认为  开关节点的任何 HS 负尖峰(dv/dt)都会 向 HB 电容器的接地侧、 从而降低或 减去   瞬态分析中出现的 VDD 电势。 因此、二极管电流会在引导电容器的充电周期内下降、从而在 Cboot 上拉 VDD 电荷而不是上拉。   相对于3相逆变器、即和(dv/dt)可以从其他激发相沿接地行进、同时引导电容器在另一个1/2电桥中充电。 在任何情况   下、我们都将 Cboot 额定值@100V、以防在引导二极管(TRR)期间压降严重。

[引用用户="Richard Herring">根据4.6nF 的有效栅极电容、您不应担心峰值电流持续时间。
[/报价]

更令人困惑 的是 输出块部分显示 +/- IGKPT 短路脉冲电流(PW <10us = 4A) 似乎与 AMR 6.1脉冲输出电流(100ns) +/-4A 相矛盾。

 这里有什么区别或100ns 是拼写错误？