[参考译文] UCC28810：电源管理论坛

您好、Subham、

很抱歉、您的设计遇到了问题。

我无法在 TI.com 上找到 PMP30882。 以下是 UCC28810的参考设计 ：https://www.ti.com/product/UCC28810#reference-designs

也许这是一个旧的参考设计、不再位于 TI.com 上？  如果是、您能否向我发送文件、以便我了解您使用的参考文件。

另请提供

1.您的原理图(最好是 pdf)

2.您的版式(如果您可以提供，最好使用.brd 格式)

3. 当输出开始出现错误行为时、GDRV、VDD、VINS、VSENSE 在~1ms/div 刻度和~2us/div 刻度上的波形。 请将所有信号引用到一个主要的除法器、以便于读取电压。

谢谢、

射线

您好 Ray、

     感谢您的回答。 请在下方找到原理图和布局以及您所需的波形。

原始 TI 原理图(PDF 格式)

e2e.ti.com/.../PMP30882-Rev_5F00_B-Project-_2800_5_2900_.pdf

电路原理图 。

e2e.ti.com/.../70W-smps-_2D00_-Testing.pdf

2. PCB 布局(返修格式)

e2e.ti.com/.../24V_5F00_Power-Supply.brd

3. GDRV 波形。

VDD 波形

4. VINS 波形

5. VSENSE 波形

如果您需要更多详细信息或波形/测试电压、请告诉我

等待您的回复。

谢谢、

此致、

Subham Kumar

尊敬的 Subham：

很抱歉耽误你的时间。 我需要更多时间来研究您的原理图。

以下几点：

• 我无法打开返修文件(查看器显示已损坏)。 我希望您可以纠正此问题、以便我可以查看布局。

• 当我请求波形时、我假设您有一个4通道的示波器。 您好像使用的是具有数字仪表的低带宽探针。 您是否可以访问4通道示波器、以便我可以同时看到请求的所有波形？  
• C8是否紧邻 U1的引脚8？ 如果没有、请在 U1的引脚8与引脚6 GND 之间放置至少1uF 的电容。
• 将电容器添加到 VDD 后、请 重新收集具有~20MHz BW 限制的波形(目前)。

谢谢、

射线

尊敬的 Ray：

     很抱歉出现 BRD 文件问题。 请在此找到正确版本的电路板布局格式。(请忽略 HVGND 的 Airwire、它们通过跳线和0 Ω 电阻器连接到 PCB)

我检查了布局、电容 C8离 U1的引脚8有点远、因此我在 U1的引脚8和引脚6之间添加了一个1uF 电容。

抱歉、我没有4通道示波器、因此我将在带宽限制为20MHz 的2通道示波器上发送波形。

PCB 布局返修格式

e2e.ti.com/.../EXPORTED_5F00_PCB.brd

2. GDRV 和 VDD 波形。

通道1-GDRV

通道2-VDD

VIN 和 VSENSE 波形。

通道1-VIN

CH2-VSENSE

希望这将有助于您分析电路。

如果需要其他信息、请告知我。

谢谢

此致

Subham Kumar

您好 Ray、

    我也有另一个关切。 电源效率约为75%。 我想让它达到大约90%。 另请查看此内容。

此致

Subham Kumar

尊敬的 Subham：

请提供变压器信息：类型、电感、匝数比。

谢谢、

射线

您好 Ray、

G084231LF (EE-19水平)这是我们实施的变压器数据表。

您能否根据提供的原理图告诉我 UCC28810 IC 的 Vin、Vsense 和 Isense 引脚上的适当电压？ 这将非常有帮助。  

谢谢、

Subham Kumar

尊敬的 Subham：

我在调节您设计中的变压器与  G084231LF 的引脚排列方面遇到了一些问题。  我希望它 看起来与参考设计中的变压器完全相同。 也许您有一份您可以分享的数据表？

我还想知道您为什么没有在反馈环路中使用 TL431。

VIN 只是 经整流的线路电压除以 R9、R11、R14。 它等于 Vinac/sgrt (2) x 7.32/1187.32

VSENSE 由 VDD 除以 R6、R8。 因此 VDD x 30.1/331.1

ISENSE 是您的开关电流 x R15

我仍然无法打开.brd 文件。 现在、您能不能只 拍摄每层的屏幕截图、将其另存为.jpg 或类似内容。

另请为 EAOUT 提供 +24V 电压、ISENSE 提供+24V 电压

您好 Ray、

感谢您的快速响应。

请在下面找到电源中使用的变压器的设计详细信息。

e2e.ti.com/.../Transformer-TI-forum.pdf

我们使用 TL431电路更新了反馈环路、但仍然面临相同的负载压降问题。

请在下方找到 PCB 的底层、底部覆盖层、顶部覆盖层和底部焊接层的 JPG 图像。

我已检查了负载上的 EAOUT 和 ISENSE 电压。(24V/800mA LED 负载上的输出电压降至18.18V)

VAC = 230V

Iout=250mA

EAOUT=4.98V

ISENSE=12MV

另请参见下面的 EAOUT & ISENSE 观察到的波形。

谢谢

此致

Subham Kumar

尊敬的 Subham：

仔细检查原理图后、发现了三个主要问题：

1) D2：您在这里使用100V 齐纳二极管。 100V 导致 Q4非常努力地工作以尝试调节初级、这很可能是 其燃烧的原因。  这需要至少是初级电压(4 x 24.5V)的1.5倍、这就是为什么选择150V 器件作为参考设计的原因。 200V 会更好、并且在 Q4上仍然提供保护。

2)反馈环路：既然您已经使用了 TL431反馈环路、请使用与 R21和 R24 (您的 R21、R32)参考设计类似的电阻器值。 我 通常使用术语"TL431"、因此如果您使用的是非 A 版本、则应将 R22更改为~510Ω Ω、以提供足够的偏置电流。 但是、如果您在 参考设计中使用了 ATL431、则可以保留 R22不变。

3) 3) D9是18V 齐纳二极管。 与参考设计类似、此电压应为13V。 它可能会使电流源始终保持开启状态、从而消耗功率、从而降低您的效率。

请告诉我、在您解决这些问题后、情况如何。

射线

您好 Ray、

      我们根据您的建议进行了更改。

现在、对于 D2、我们将使用2 N 100V 串联齐纳二极管来弥补200V。

在反馈电路中、我们使用 KA431AZ、因此将偏置电阻更改为510 Ω。

3. D9现为18V。

在进行所有这些更改后、我检查了电路。 但与之前一样、电压仍在负载上下降。

以下是上述更改后 UCC28810D 引脚上记录的电压：-

                                    无负载            负载(24V/800mA LED 负载)

输出电压                                    25.37伏                       17.5V

VAUX                                      13伏                       12.48伏

VDD                                     13.3V                       12.04伏

Vsense                                   1.2V                       370mV    

VIN                                     1.35伏                         1.2V

Isense                                      0                         63mV

输出电流                                                                250mA

之后、我将 R12 (VSENSE 引脚上的分压电阻)从30K 更改为51k。 它的 R8。

现在、Vsense 引脚在空载时的电压上升至1.9V、而在负载时、电压几乎相同、为300mV。

但有趣的是、我的负载输出电压现在为 18.8V。

然后通过将 R29更改为12K 来增加 Vin 处的电压。 从7、5K 起。 它的 R14。

现在 VINS 电压为2.3V。

在相同的负载下、输出开始逐渐增加到22V、但由于主 MOSFET Q4 (TI 原理图中的 Q1)变得非常热、我不得不关闭电路。

谢谢

此致

Subham Kumar

尊敬的 Subham：

我怀疑您的反馈环路仍然存在问题(或者电路板上的某个位置上的器件组装错误)、因为您应该已经看到了很大的改进。

您能否发送包含更新连接的原理图？

问题可能是 我错误地从参考设计(R22)中为您提供了 RefDes。 我想说、您需要将 R26更改为510Ω Ω。 如果您没有更改、它将解释您的环路为何仍然不起作用。  KA431AZ 看起来需要>1mA 的电流。

您好 Ray、

     请在下面找到 我们当前用于 测试的更新原理图。

e2e.ti.com/.../2577.70W-smps-_2D00_-Testing.pdf 

即使在将 R26更改为510欧姆后、我们仍面临负载压降问题。

此外、MOSFET IPD70R360P7S 变得太热而无法接触负载。

此致、

Subham

Subham、

您共享的更新原理图仍然显示 R26 = 22kΩ Ω。 现在、我将假定您已经更改了该内容、并且您已经进行了上述所有建议的更改。

此时、原理图应与 PMP30882基本相同、因此应进行调节。  此时、我只能想到可能导致此问题的两个方面：

1)布局。 您提供的布局图片(分辨率太低)让我无法充分发挥。 从我可以看到的情况来看、似乎没有考虑接地形状、许多线条既长又窄。  您是否遵循 了 PMP30882的布局？

2) 2)构建问题：

• 也许您电路板上的一个或多个组件与原理图不匹配
• 可能会有一个意想不到的短接或开路
• 电路板上的焊剂会导致节点之间的电阻短路

如果您在另一个板上获得相同的结果、我们可以消除最后两个项目。 但是，第一个问题仍然是可能的

1. 如果您还没有、请修改另一个电路板、因为您有这个电路板、然后查看其行为是否相同
2. 如果两个电路板的运行方式相同、请验证元件值是否与原理图相匹配。
3. 确认电路板与原理图相匹配后、请重新查看波形。 但是、您过去提供的分辨率带宽太低、因此它们不有用。 看看您是否可以获得具有更高带宽和采样率的更好示波器。
4. 尝试生成可使用 Cadence Allegro 打开的返修文件。

谢谢、

射线

您好 Ray、

感谢您的反馈。 我将组件安装在不同的 PCB 上、但布局略有改进、现在输出功率为40W。

仍有一些问题需要解决。

1>即使在1.0A 负载下、MOSFET IPD70R360P7S 也能以极快的速度获得不可接触的热性能。  

2>在将负载增加到1.5A 后、它会在一两分钟内熔断、同时与源极串联的电流感应电阻器(2X 0.470E 并联)也会熔断。

3>我还能获得大约86%的效率、这比预期的要低得多。

请建议一些可以整合到电路中的修改、以实现预期输出。

谢谢、

Subham

尊敬的 Subham：

很高兴听到有改进。

您需要通过 Q4管理电源。 只看您的电路板、您就不会有太多金属区域从 MOSFET 中拉出热量。   您可能应该在 Q4的主体上安装散热器、以帮助散热。

确保您的感应电阻器的大小适合电源(目前在设计上进行过、直到找出根本原因)。  电阻将随温度升高、如果温度过高、电阻器将损坏、电阻将永久更改、即使在恢复到室温后也是如此。  

确保使用 的是隔离式输入源、 否则您的示波器接地 可能会产生意外的接地路径。

我可以帮助您的东西不多、尤其是没有高质量的示波器拍摄。

您的原理图看起来合理、如果您已确认电路板上的元件值、这可能与布局有关。 这是一个采用类似设计的 EVM。 请参阅图2： https://www.ti.com/lit/ug/sluu344b/sluu344b.pdf

顶层和底层的这种颜色覆盖可以更容易看到：

射线

您好 Ray、

    感谢您始终如一的支持和反馈。 现在、我已经能够通过几乎没有改进的布局来实现电源24V/60W 的输出。

我现在面临的主要问题是、尽管 SMPS 在有负载或无负载时工作正常、但有时在打开/关闭 SMPS 的交流输入时、主 MOSFET Q4 (TI 原理图)会熔断。  

我是否应该在 MOSFET 的栅极上使用肖特基二极管 BYS10-25-E3/TR，如 https://www.ti.com/lit/ug/sluu344b/sluu344b.pdf 中的 D16所示 ？

或者、请建议、您认为原因可能是什么。

此外 、我对 MOSFET Q1和输出二极管整流器 D6的发热问题仍然不满意。 (根据 TI 原理图)。

1.我使用 MOSFET STP6N80K5代替 IPD70R360P7S (在 TI 原理图中)。 它在负载时会受到很大的加热、但我假设通过它的电流必须远远小于它的额定值。 现在、我计划使用安装在散热器上的 STF10N80K5到220封装。

2.对于输出二极管整流器、我使用 MUR 860G 代替 STTH803D (在 TI 原理图中)。 它也变得很热、所以我将它安装在散热器上、但外壳温度仍在100 °C 左右

我是否应该使用 R1和 C3 (TI 原理图中 D3的缓冲器)？ 它们显示为 DNP。 因此、请建议使用电阻和电容器的值。

谢谢

此致

Subham

Subham、

您的原理图始终表明您使用 的是 IPD70R360P7S 和 STTH803D。 但是、您一直在使用与您提供的原理图中所示不同的 MOSFET 和整流二极管。 分享有关您的设计的准确信息非常重要、这样我才能更有效地帮助您。 是的、Q4上的散热器会提供很大帮助。

只有在二极管上出现振铃时、才应使用缓冲器。 缓冲器会降低您的效率。 根据原理图、R4为 ERJ-8RQFR22V、C4为  GRM21BR6YA106KE43。

此致、

射线

您好 Ray、

         非常抱歉、原理图中的信息不准确。 我希望您不介意并继续提供宝贵的支持。

现在、我要附上更新原理图、其中 包含正在使用的 MOSFET 和整流器二极管的完整信息。

我在 SMPS 的交流输入电源处使用了一个 NTC、因为我的 MOSFET 在交流电源的开/关开关上发生了熔断。 NTC 帮助我解决了这个问题。 此外、为了 实现快速关断、我还更改了 MOSFET R22和 R18栅极的电阻值(电流原理图)。 请检查。

e2e.ti.com/.../3175.70W-smps-_2D00_-Testing.pdf

现在、我 已成功地从电源获取35W 的输出负载。

但 仍有一些问题有待解决。

1.在将输出负载增加到2.0A (48W)时、MOSFET Q4和二极管 D3 (电流原理图)开始发热很多。

5分钟内、MOSFET 的温度上升至  88C、二极管上升至82C。 然后、MOSFET Q4、R28、R18、R22、D1、D13 (电流原理图)被吹走。 我尝试了2-3次、每次都有相同的结果。 但是、在1种情况下、主 IC UCC28810也会爆炸。

2.在输出端连接了48WLoad，打开/关闭交流输入时，遇到了相同的问题。 但是、在输出端具有35W 负载时、电源工作正常。

3目前供应效率约为88%、我想让它超过90%。

请建议 电路中所需的修改和改进。

谢谢

此致

Subham

尊敬的 Subham：

感谢您更新原理图以准确反映您的设计。 我很高兴 为您提供支持；拥有准确的信息可帮助我们双方尝试找到此问题的解决方案。

您能否确认 D13和 D1已损坏？ 如果是、 请 告诉我您正在使用的器件型号。

为了进行调试、我建议从 控制器上断开一些非关键功能：

• 通过移除 Q5断开 UVLO 电路。 确保一切都像以前一样正常工作。
• 然后 移除 D10以断开快速启动网络。 再次检查所有部件是否仍然正常工作。

如果所有器件仍在运行、请在48W 下重试、看看是否有改进。

此外：

您是否可以借用更好的示波器来获得有意义的波形？

 电流探头、以便 我们可以看到变压器电流？

此致、

射线

您好 Ray、

    感谢您的反馈。

根据我的当前原理图、 D1为 ABS210、D13为 BZT52C18。

 每次 MOSFET 熔断时、它们也会损坏、我必须更换它们。

我根据您的建议在电路中进行了更改：-

首先、我删除了 Q5。 电路像以前一样工作、没有任何改善。

第二、我移除了 D10、但这次电路没有输出。

根据 TI 原理图、我还通过删除 D10进行了检查、但仍然没有输出。

现在、我还在电路中加入了一个栅极下拉电阻器 R43。 下面是原理图。

e2e.ti.com/.../4300.70W-smps-_2D00_-Testing.pdf

我还在1.2A 电感负载下测试了电源。 40分钟后、在部件上观察到以下温度：-

MOSFET Q4 - 85C

整流器二极管 D3-75C

变压器 T1- 59C

(环境温度28C)

效率为86%。

1.我必须使用电源消耗2.5A (60W)的电流

效率大于90%。

请建议电路中所需的修改/更改。

此致

Subham

尊敬的 Subham：

很抱歉、我忘记告诉您、当启动电路被移除时、您需要将一个电源连接到 VDD。 还请从该节点中移除 Aux、以便仅专注于输出的调节。 使用二极管隔离电源。 请参阅以下内容：

射线

您好 Ray、

我根据您的建议对电路进行了更改。 目前、我在 LED 负载上测试电路、但我的要求是电感负载为2.5A。

以下是修改后的观察结果(删除了 D10、D11和 Q5)

1、电路在输出 LED 负载为17W 时工作正常、效率为87%。  

温度读数如下：-

MOSFET Q4 - 44°C

二极管 D3-63C

Transformet T1-47C

2.当我在连接33W LED 负载的情况下打开电路时，在1-2秒内将其吹掉。

主 MOSFET Q4、IC UCC28810、电流感应电阻 R28、栅极电阻 R18和 R22损坏。

请建议

此致

Subham

尊敬的 Subham：

PMP30882的设计人员已被绑定到单独的电子邮件线程中。 当他提供他的意见时、我会跟你跟进。 我希望今天能给您回复、但请允许他持续几天、这样他就有机会了解我们已经讨论过的所有内容。

此致、

射线

您好、Subham、我不知道您是否收到了 PMP30882设计人员的电子邮件回复。 我将其粘贴到下面：

1. 原理图：
   1. 二极管 D18：我看到这里使用了1N4007。 这是一个标准的恢复二极管(并且非常慢)、因此我不确定应该在这里使用它。 我建议将其替换为1N4148、后者具有几纳秒的 TRR
   2. 二极管 D3：在我的设计中、我选择了一个300V 二极管、这里我们有额定600V 的电压。 这种情况会导致传导损耗增加和温度升高。 请在此处提供足够的冷却(我看到客户已经在使用散热器)。
   3. MOSFET Q13：开关特性相当好、但 RDS (on)比我原来的设计增加了一倍；这意味着效率会受到影响、温度会升高；因此、在这里也要使用散热器
   4. 变压器：从该变压器的数据表中、我看到规格在电感和匝数比方面是正确的。  我不知道所有的点是否都正确放置：我的意思是，规格显示引脚6上的次级侧星，它顺时针缠绕…。请仔细检查。 检查次级侧是否正确连接的一种简单方法是观察初级侧(使用隔离式 HV 探针)的开关节点(TX1的引脚3)和引脚10。 当 MOSFET Q13导通时、引脚3上的电压应变为零、而引脚10上的电压应变为负。 另请仔细检查。
   5. 我看到变压器已正确开发、初级侧(引脚1)上的点从第一个匝数开始并放置在内层中。 这样做是为了屏蔽绕组的第一个匝、与次级绕组相比、第一个匝在高 dV/dT 下进行开关。 重点是开关节点 Q13漏极应连接到引脚1而不是引脚3。 交换 TX1的引脚1和3 (同时将引脚4与5交换、引脚10与引脚6交换)的优势在于、EMI 测量中的噪声更小。 我知道交换所有引脚会使电路板变得“混乱”，但如果电路板布局重新布线，客户可能会考虑。 无论如何，我不认为这是失败的原因。
2. 电路板布局：我认为它可以改进、但不应成为故障的原因。 无论如何，我建议在作出修订时，将其改善如下：

1. 1. 避免将组件放置在 Q13的漏极下方：这里是高 dV/dT
   2. 移除 U1引脚5的网(Tze 网)：该网很敏感、它在 Q13的漏极下方布线
   3. 我看到一些接地回路(如 R28)返回 C4的接地引脚、轨迹相当长：这应该被最小化。
   4. 此外、应最大限度地减少 R28的接地连接和 U1的接地连接、以避免电流感应信号(U1的引脚4、ISENSE)中产生噪声。

现在、我们来谈谈可能的故障原因：

• 乍一看、我认为在打开期间浪涌电流很高、但客户也测试了一个具有外部10欧姆 NTC 的版本、因此应将其排除在外。
• 然后、如果 TX1的引脚10或6上的点错误、它可能会解释 MOSFET 为什么会熔断、因为它会尝试在几乎零的时间内为 C6、C6和 C7充电、 产生巨大的浪涌电流……但在变压器的次级侧上有一个错误点会使转换器工作起来非常糟糕！
• 由于我在过去做过很多类似的设计、没有人遇到任何故障、我认为我们应该考虑交流电源及其阻抗：它们是否使用可变变压器？ 如果是、该变压器的标称功率是多少？ 我提出这一要求是因为低功耗可变变压器可能具有相当高的电感、在启动时可能会与 C4产生共振、从而在该电容器上产生高低频振铃(可能达到 kV 并破坏 Q13)。 在任何情况下、我建议添加一个275VAC 压敏电阻与 C2并联、并检查它是否解决了问题。 如果没有、请在启动期间使用低交流输入电压(以避免每次打开转换器时损坏转换器)并检查 C4上是否有过压。

您好 Ray、

   我还将分享根据原始 TI 原理图在 Tze 引脚和 GDRV 引脚接通电路上观察到的波形以进行比较。 此电路中未更改任何组件。 请在此再次找到原理图、以便您随时参考

e2e.ti.com/.../6428.70W-smps-_2D00_-Testing.pdf。

以下是波形：-

通道1 -- Tze

GDRV   

600mA

在不同时间间隔内、在相同负载上观察到的高于2个波形。  可以看出、两种模式的栅极脉冲周期不同、因此开关频率分别为106KHz 和72KHz。

另请检查以下1.2A 负载下的波形。

通道1 -- Tze

GDRV   

1.2A

在上面的波形中、观察到的频率分别为89和72KHz。 因此、占空比为29%和64%。

频率和占空比的这种很大变化是否正常？

此致

Subham

您好 Ray、

       今天、我还捕获了无负载启动和无负载运行时的 VDD 波形。

正如它看到的那样，启动时电压在大约13V (如下图所示)稳定之前的几个周期内从最大16.2V 切换到最小10.0V (在某些周期内)是正常的吗？

当电源以空载运行时、观察到以下波形。(从15V 变为13V)、如下所示：-

这样的峰间差值大约为2V 是正常的？

随着负载的进一步增加、VDD 增加至18.6V

无负载->平均 VDD 14.0V

2.~700mA 负载->平均 VDD 16..5V

3.~1400mA 负载->平均 VDD 17.5V

4/~2000mA 负载->平均 VDD 18.6V

VDD 增加到如此高的水平是否正常？

您好 Ray、

    还请您分享 UCC28810电源的示例布局、以便我们可以对其进行比较并从中获取输入以供参考。

此致

Subham

您好 Ray、

  我还观察 到不同 负载下的 Vdc 输出波形、以下是波形：-

输出出现波动/振铃。 请说明原因：-

740mA 负载

1.2A 负载

2.0A 负载

此致

Subham

尊敬的 Subham：

关于 VDD、它似乎在调节和 UVLO 之间循环。  我一开始就要求您在 VDD 上添加一个电容、您就是这么做的。 但是、我在您刚才提供的原理图中看不到它。

控制 器可能无法获得偏置电流、从而导致 VDD 降至 UVLO 以下、如果这种情况发生、引脚上的较大电容将有所帮助。

此外、其目的是移除 VDD 启动和 UVLO 电路、如下所示、直到我们解决输出调节问题。  移除此电路并在外部为 VDD 供电、以及在引脚4至引脚8 (器件右侧)之间添加电容、应使 VDD 保持稳定。

2.请回答5天前 PMP 设计人员的问题1D 和1e。 包括他请求的波形。 我在这里重复这些步骤：

...初级侧的开关节点(TX1的引脚3)(带有隔离式 HV 探针)和引脚10。 当 MOSFET Q13导通时、引脚3上的电压应变为零、而引脚10上的电压应变为负。

附件是 UCC28810 EVM 的插图文件：

e2e.ti.com/.../HPA483B.PCB

请解决以上问题1和2、以便我们可以帮助您解决您的核心问题。

谢谢、

射线

您好 Ray、  

      请在下面找到我对 PMP 设计器反馈的看法：-

原理图

答：我已经在 D18上使用二极管1N4148。

b.& c-我已根据您的设计订购了相同的二极管 D3和 MOSFET Q13、并且在收到这些二极管后立即进行修改。 同时、我正在检查电源的其他参数。

d.我检查了变压器。 次级侧从引脚6开始、顺时针缠绕。 此外、我还根据您的建议检查了变压器节点3和10上的波形。 当 MOSFET Q4导通时、引脚3上的电压变为零、而引脚10上的电压变为负、

e.在 TI 原理图中、变压器初级启动节点连接到 MOSFET 的漏极、辅助绕组的启动节点连接到5.11E 电阻      V Auxiliary、而次级绕组的起始节点连接到二极管 D3。 但是、在我们的布局中、引脚1和3、4和5以及6和10与原始 TI 原理图相比完全交换。

我检查了变压器节点处的所有波形、甚至交换了所有引脚、使其看起来像 TI 原始原理图、但观察到的波形与之前相同。 因此、我认为这不是问题所在。

最后、正如您所建议的、如果变压器的引脚6和10互换、则可能会由于电容器的浪涌充电电流过大而导致 MOSFET 熔断。 为了重新检查引脚6和10的方向、我尝试 在无负载时互换引脚6和10、但这会立即导致输入功率增加。 因此、我可以说我的引脚6和10 已正确连接。

现在、我对在不同引脚上观察到的波形有一些疑问、我想让您澄清一下：-

在 UCC28810的栅极和 Tze 引脚上观察到以下波形

通道1门

CH2- Tze 引脚

负载740mA

在不同时间间隔内、在相同负载上观察到的高于2个波形。  可以看出、两种模式的栅极脉冲周期不同、因此开关频率分别为106KHz 和72KHz

另请检查以下1.2A 负载下的波形。

通道1 -- Tze

信道2-GDRV   

1.2A

在上面的波形中、观察到的频率分别为89和72KHz。 因此、占空比为29%和64%。

频率和占空比的这种很大变化是否正常？

此外、我在 栅极开关时看到 Tze 引脚上的过冲、栅极 开关 打开时更明显、如何控制它？

此致

Subham

尊敬的 Subham：

感谢您验证电感器引脚排列。 我将咨询 PMP 设计人员。

同时、请 在我之前关于 VDD 的回复中评论#1、并评论设计人员关于 A/C 源的问题。

此致、

射线

尊敬的 Subham：

在恒定电流的情况下、关断时间和频率将随整流输入波形变化、因此这是正常的。 但是、无论在输入周期中测量的位置如何、导通时间都应保持恒定。 它不是恒定的。

这可能是因为控制器在此负载下以 DCM 运行。 从您的 ZTE 信号来看、情况似乎是这样的。 这也可以通过监控 MOSFET 的漏极电压来观察。 如果它在 DCM 模式下运行、则会出现谐振振铃。 要纠正这一问题、请降低 R16 (低至68kΩ Ω 甚至47kΩ Ω)、并查看这一问题是否得到纠正。

另一种可能是 EAOUT 引脚上的噪声。 确保 C18靠近该引脚(U1、引脚2)。

射线

您好 Ray、

       我们根据您的建议删除了 D10、D11和 Q5、并为整个二极管提供了外部 VDD 17V 电源。 漏极下方的 Tze 路径已切断、导线已连接电阻值也根据您的反馈从100k 更改为47k。 以下是我们的观察结果。

Tze 引脚无振铃迹象。 因此、我想它现在不再在 DCM 模式下运行。

2. SMPS 在输出负载为35W (LED 条形灯)前工作正常、效率达到87-89 %。 但是、一旦我们将输出负载增加到45W、输入功率就会立即呈指数级上升(当负载达到>60W 时、我们会立即降低负载)、而输出功率则保持接近恒定。  请告诉我们、这可能是什么原因？

连接 DSO 时、35W 负载上反映的结果相同。

感谢您的反馈、敬请提出解决此问题的潜在解决方案。 我们期待很快收到您的回复。

此致、

Subham

您好 Ray、

      我们 在设计中进行了以下更改、现在 SMPS 性能有了一些改进。

  1.开关 MOSFET 更改为 IPD70R360P7S (根据 TI)

  将输出二极管更改为 STTH803 SMD (根据 TI)

  将缓冲二极管 D4从 US1M 更改为 MUR160G (根据 TI)

我们已经在47W LED 负载 上使用外部 VDD 和内部 VDD 测试了 SMPS。 TL431基准电压电阻器也改变了(R21 = 470k)和(R32 = 68k || 240k)以获得24.7V  输出。

下面是您之前建议的17V 外部 VDD 的观察结果：-

2A。 下面是我们 对内部 VDD 的观察结果。

2b. 下面给出了负载为1.4A 时内部 VDD 的热报告  

2c. 在47W 负载下、MOSFET 的体温上升至93度 CEL。 在运行1分钟内、我们必须降低负载以采取预防措施。 您能否告诉我们 在2A 负载下运行的 MOSFET 的可接受体温是多少？  

此外、我们如何 进一步提高输出调节、因为它低于我们的预期？

随函附上了更新后的原理图、供您参考。 我们在原理图中所做的更改也反映在给定的报告中。

e2e.ti.com/.../24-V-Power-supply-_2800_1_2900_.pdf

谢谢、

Subham

尊敬的 Subham：

对于2A 负载@ 24V ~ 50W、  MOSFET 中耗散的~1W 是合理的。 从数据表中可以看出、这将导致 高于环境温度~62°C 的上升。 62°C + 25°C 是87°C、这大概是您的位置。 在1.5W、这并不是不合理的、您将处于118°C

随着温度升高、MOSFET 的 Rdson 也会升高。 这反过来会产生更多的损耗、从而导致更多的温升等 您可以在这里进入失控的热环路。 足够的散热至关重要。

其他组件(如变压器、二极管、电桥、热敏电阻)也会散发热量。 使用热像仪捕获在不同负载条件下整个电路板的热量测量值。 这将提供有关哪些组件正在加热 以及加热量的宝贵信息。 请分享。

2.请 提供电路板照片，以便我了解组件是如何加热的。

3.我记得您已经更改了电路板布局。 您可以共享该文件吗？ Altium 更可取、但图像还可以。

4.在 输入电压最低的情况下，温度开始在多大功率下消失？  

5.在过热之前，您的效率数字接近预期值(实际上更好)。 这些是类似设计中的数字。 输入电压为230Vin、输出电压为24V、输出电流为1.5A 时、效率为86.5%。 您的效率为88.6%。

此致、

射线

您好 Ray、

  非常感谢您的宝贵反馈。 我将按照您的要求共享数据。

同时，我希望你能就以下几点提出建议：

1.在电源的 BOM 中，我涉及成本方面的考虑因素。 因此、我无法使用 TLV803EA26DBZR 进行高压切断。 您能否建议使用任何其他节省成本的组件/电路来实现高压切断。

其次，我还必须在 电源电路中整合输入低电压切断。 因此、也请为相同的电路提供建议。

 此致

Subham

尊敬的 Subham：

 TLV803EA26DBZR 未在原理图 中用于实现高截止电压。 它可根据您的需要提供低截止电压。 这是否清楚？

此外、1000件 PC 的数量为0.145美元。 我不确定 替代电路可能需要的其他组件是否会小于该值。 至少不会太多。  

如果您希望消除一些成本、并且 可以承受缓慢开启(~10秒)、D9、R8、R9、Q3、 可以消除 D5、D8、Q1、R7。

射线

您好 Ray、

     非常感谢您的反馈。

这以 TLV803EA26DBZR 的电路为基准。

请考虑下面的原理图部分：-

根据我对电路的理解、只要电压超过限值、TLV803EA26DBZR 就会向 UCC28810的 VSense 引脚提供复位信号。

从数据表中、我可以看到   TLV803EA26DBZR 是 一款电压监控器 IC、具有低电平有效输出和2.64V 的阈值电压

根据我的理解、每当 TLV803EA26DBZR 的 VDD 引脚上的电压低于2.64V 时、它应在其输出端 t 发送一个低电平信号到 Q5的栅极。 在正常情况下、我观察到 VDD 引脚上的电压保持低于2.64、因此它发送一个低电平信号、使 MOSFET Q5保持关闭、并使 UCC28810根据其 VSENSE 电压等工作

在高输入电压下、其 VDD 引脚上的电压会高于2.64V、此时它会发送一个高电平信号(其默认状态)、该信号会导通 Q5 MOSFET、因此 UCC28810的 VSENSE 被拉至低于使能状态、这会将栅极信号停止至主 MOSFET Q4、 关闭它。 因此、我假设 TLV803EA26DBZR 用于 高压切断。

另请考虑 TI 共享的原理图。( PMP30882)

在 TLV803EA26DBZR 的电路下方、它提到的过压保护@303Vac。

请阐明 TLV803EA26DBZR 的功能。

如果它用于高压保护、则请求您共享用于低压切断的相关电路。

但是、相反  、如果它提供低电压保护、则请共享相应的高电压切断电路。

等待您宝贵的建议和反馈。

此致

Nitin Gupta

您好、Nitin 的 Subham、

您是正确的、这是为过压检测而设置的(我错误地查看了不同版本的监控器 IC)。

您需要添加欠压检测、您应该查看 双通道(或窗口)监控器 IC、而不是 TLV803EA26DBZR。 请参阅此处的列表： https://www.ti.com/power-management/supervisor-reset-ic/products.html#p1455=2;2

期待您对我们之前的信函作出回复。

射线

您好 Ray、

      感谢您的回答。

我需要您为以下高压和低压切断电路提供支持。

请在此找到基于晶体管 的过压和欠压切断电路。  

如果这些电路可以集成到 UCC28810电源电路中、或者需要进行任何修改、请提出建议。

过压切断

低压切断

期待您的宝贵反馈

此致

Nitin Gupta

您好、Nitin、

关于 LV 切断电路、当 VRECT < 83.7V (59Vac)时、Q10将关断、Q11将拉低 VSENSE (这是您想要的)。 请注意、您将始终通过 R45/R48/R53/R57/D21/R58消耗功率、当 VRECT  大于 83.7V (59Vac)时 、Q10 将导通、并通过 R49消耗~13mW 功率。

对于在405V (286Vac)时激活的高压切断、我看不到 UVLO 节点的连接。

这可能不是您的问题、但请注意、这两个电路都没有滞后以防止接近阈值的抖动。

监控器 IC 的优势在于它由 VDD 供电并进行监控(许多 IC 具有可编程迟滞)。 我强烈建议您考虑使用其中一种 IC (相对较便宜)。 查看他们的数据表、您将不需要太多的外部电路。 如果您确实选择使用双输入监控器、请打开单独的 E2E 主题。 这将使监控器 IC 产品专家能够帮助您 确保为这种情况选择了最佳器件、并为您的设计提供建议。

此致、

射线

您好 Ray、

我想对 SMPS 提出一些疑问。

1A。   如果要更改开关 MOSFET、需要更改哪些元件？ 请提供建议。

1b。  在这种情况下、除了 Rdson、Vgs、Vds 之外、我是否应该考虑其他 MOSFET 的上升时间、下降时间、输入电容和栅极电荷等？

1c. 在 SMPS 和相关组件过孔、栅极电阻等中选择合适的 MOSFET 以 确保正常 运行时、建议遵循什么程序？

此外、我还想使用 TLV803EA26DBZR 作为欠压保护。 这使得1个 TLV803用于过压保护、1个用于欠压保护。 请查看以下电路以了解低电压切断：-

谢谢、

Subham

您好 Ray、

      在继续我对上述开关 MOSFET 的询问时、我需要您的支持来 改善电源的调节和效率。

我为此设计了一个新的电路板。 请在下面找到原理图和 PCB 布局文件：-

e2e.ti.com/.../24V-SMPS-V2.zip

我在负载上测试了该板、以下是观察到的调节和效率：-

如上表所示、800mA 时的效率约为89%、但此后开始下降。 电流为2安培时、其仅为84%、此后下降幅度更大。

请建议如何纠正。 我希望效率在88-90%左右。

此外、您还可以观察到、在负载增加超过800mA 后、稳压性能非常差。  

我需要您的支持来提高我的董事会的监管和效率。

谢谢你

此致

Subham

尊敬的 Subham：

请提供几周前请求的信息、因为这将使我能够帮助您找到可能发生断电的区域：

其他组件(如变压器、二极管、电桥、热敏电阻)也会散发热量。 使用热像仪捕获在不同负载条件下整个电路板的热量测量值。 这将提供有关哪些组件正在加热 以及加热量的宝贵信息。 请分享。

2.请 提供电路板照片，以便我了解组件是如何加热的。

同时、我将查看您提供的信息。

此致、

射线

您好 Ray、

 根据您的建议、我在最小输入电压下观察到 SMPS 电路。 我的最小输入电压要求为120V。

 输入设为120V、输出电压为24.26V

1.5A 输出负载电路工作正常。

Vout= 24.21V  

Pout= 36W

2、输出负载为2A 时、O/p 电压降至23.25、  

Pout=46W

MOSFET 的温度也开始以非常快的速度增加。

我希望在输入电压=120V 时、在24V 电压下消耗2.5A 电流、同时提高调节和效率。

请建议。

另外、请建议您考虑所需的各种参数以及建议的值和任意 Viz 的计算：主 MOSFET 的输入/输出电容、上升、下降时间等以及相关组件、如栅极导通/关断电阻等。  

此致

Subham

您好、Subham、

为了提高效率、 确定电路板上的功率损耗区域非常重要。 提供热感图像的目的是识别 除升压 FET 之外影响效率的其他元件。 如前所述、MOSFET 的发热正常(62.5°C/W)、这反过来会对效率产生负面影响。 为此、您将向升压 FET 和二极管添加散热。 我看不到您共享的 Altium 文件上的任何一个。

输出整流二极管 D3的温度有多高？ 变压器？ 桥梁？

D3在恢复期间可能会烧坏电源。 考虑改用 SiC 二极管以减少该组件中的反向恢复损耗。

我很好奇输出为什么会下降。 您能否针对每个功率级别测量 EAOUT (尤其是在输出下降之前、然后在满负载之后再测量一位)？ 我想知道反馈环路是否饱和。

之后、值得将电流感应电阻降低~10%、以查看这是否会对输出产生影响(以防电流限制保护开始生效)。

射线

您好 Ray、

a)我注意 到输出整流二极管 D3、变压器 T1和电桥 D1上的温度读数。 以下是观察结果：

您可以观察到、MOSFET 的温度在10分钟内上升到100°C、并且仍在快速上升、因此我不得不关闭电源。

此外、当我将负载增加至2.45A 时、输入功率开始以最快速度增加至80W、并且仍在上升、因此我关闭了电源。

b)  I 还在 UCC28810引脚的各种负载下测量了 EA OUT、读数如下：-

EA OUT 处的波形也记录在1ms 和2us、如下所示：-

1)空载

2) 2) 754mA 负载

3) 1.48A

4) 2.06A

5) 2.44A

谢谢

此致

Subham

尊敬的 Subham：

感谢您提供温度信息和波形。 我想先解决调节问题、然后再处理功率损耗问题。 EAOUT 未正确调节。 我觉得反馈环路中的某个东西正在为电源而挨饿。 将 R26从1kΩ Ω 降至620Ω Ω、从而为 TL431提供更多偏置。 如果之后波形仍然不会变平、则请包含 TL431的 REF 和 K 引脚的波形。 此外、将其替换为5ms/div 以及1ms/div、而不是2us/div。

谢谢、

射线