[参考译文] UCC28C43：反馈信号

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Other Parts Discussed in Thread: UCC28C43, TL431

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https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/1273153/ucc28c43-feedback-signal

器件型号：UCC28C43
主题中讨论的其他器件： TL431

周老师、您好！

根据您的建议、我将创建新主题。

UCC28C43数据表中提到了两种不同类型的光耦合。一个是 Pg22、FB 引脚接地、反馈连接到 COMP 引脚。第二个是在 PG24中、OPTO OUT 连接到 FB 引脚和 COMP。

我不明白哪一个更好、请建议。

如果 FB 接地、则输出电压如何调节。

提前感谢您的建议。

谢谢。此

致、乌马马赫斯瓦拉劳

2 年多前

0 admin 2 年多前

TI__Guru**** 2455560 points

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尊敬的 Umamaheswararao：

图9.1 (第22页)：

在这种情况下、E/A 不用于补偿系统的反馈环路也不用于调节输出电压。 FB 引脚接地、则误差放大器(COMP 引脚)的输出将提供最大电流、该电流将被光耦合器的 BJT 下拉。 E/A 用作电流源、以偏置光耦合器的 BJT。反馈环路(连接在 TL431上的 II 型补偿器)将通过光耦合器的 BJT 调节 COM 引脚上的电压、以获得所需的占空比并向输出端供电。

图9.3 (第24页)：

在这种情况下、使用 E/A 来调节输出电压。 FB 引脚连接到光耦合器的输出端、反馈环路将通过 E/A 检测输出电压并将足够的电压发送到 FB 引脚来调节 COM 引脚上的电压。

如果您还有任何其他问题、请告诉我回复此主题。

0 admin 2 年多前

TI__Guru**** 2455560 points

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您好、Manuel：

感谢您的答复。

问题1：您能否告诉我、在离线应用中、哪种方法可以更好地控制输出电压、以实现0%至100%的负载变化。

问题2. 我想在输入电压达到某个预定义值时阻止这些脉冲、假设输入电压范围为60V 至160V。我想在100V 的电压下阻止或关闭 UCC28C43的脉冲。根据数据表、有两种方法来禁用 IC 、并在第8.3..8节中给出。请分享两种禁用 IC 方法的示例原理图。

提前感谢您的建议。

此致

乌马马赫斯瓦拉劳

0 admin 2 年多前

TI__Guru**** 2455560 points

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尊敬的 Umamaheswararao：

问题1：我建议将 E/A 用作反馈补偿器网络的一部分、以调节输出电压。您可以遵循典型应用设计指南。它能让您很好地了解如何设计功率级和反馈环路。

问题2. 要在 Vin 达到特定电压后禁用电路、比该器件不具备故障设计看起来更复杂。第8.3节介绍了如何禁用器件(下拉 COM 引脚或推高 CS 引脚)、但没有说明如何在故障条件清除后重新启动器件。我的建议如下：

a：使用逻辑晶体管 A 将漏极连接到 COMP 引脚、源极连接到 GND、将栅极连接到具有双输入的施密特触发比较器。

b：其中一个输入需要是来自 Vin 的分压器、另一个输入可以是来自外部电源的分压器的基准电压。

C.要为施密特触发比较器供电、您也可以使用外部电源。

我建议施密特触发比较器能够使 IC 重新启动。

如您所见、外部电源总是不如仅使用来自 IC 的 Vref 电压那么方便。您可以尝试使用 IC 中的 Vref、但我们不知道当器件停止开关时将出现什么行为。

0 admin 2 年多前

TI__Guru**** 2455560 points

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您好、Manuel：

我已按照您的建议在 TINA 中完成了仿真。我已经使用 TL431设计了相同的逻辑、希望通过电子邮件分享相同的逻辑、以便您进行验证。您能分享您的电子邮件吗？

此致

乌马马赫斯瓦拉劳

0 admin 2 年多前

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尊敬的 Umamaheswararao：

很遗憾、我无法通过此论坛共享我的电子邮件、但我可以继续在这里提供支持。请随时分享您的原理图并提交您的问题。谢谢。

0 admin 2 年多前

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您好、Manuel：

感谢您的答复。这里、我附加了 TINA 仿真文件以用于您的验证。如果需要任何额外的电路、请提供建议。在这里、控制器在高于97V 和低于97V 时关闭。

此致

乌马马赫斯瓦拉劳

e2e.ti.com/.../Boost_5F00_V4.TSC

0 admin 2 年多前

TI__Guru**** 2455560 points

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您好、Roy、请查看我对您的原理图的评论：

-VDD：确保100nF 去耦电容器连接在 VDD 引脚和接地引脚旁边。 Vcc 是外部电源吗？ VG 电压源来自哪里？确保齐纳二极管 U6的额定电压至少为 VDD 上的 UVLO。

-VREF：确保100nF 去耦电容器连接在 Vref 和接地引脚旁边。

-out:看起来不错。

COMP 和 FB:III 型补偿器是围绕 IC 的 E/A 设计的。 Vout、FB 引脚和 COMP 之间的连接看上去良好、但应确保根据您的转换器参数设计得很好。 Vout 是多少？您的开关频率是多少？

RT/CT：连接看起来不错、但要确保 CT 和 RT 的设计符合您设计的振荡器和开关频率。

-CS：连接看上去良好、但应确保将 RC 设计为符合数据表中指定的 MOSFET 最大峰值电流和 VCS 最大电压。 RC 滤波器连接看上去良好、但应确保 R 和 C 的设计良好、具体取决于开关频率。

软启动：

- PNP BJT 的发射极应连接到 COMP 引脚并将集电极接地。在这种情况下、发射极接地、并连接到 R6和 C4之间的集电极。

斜坡补偿：

-连接一个与 R18串联的交流耦合电容器,以防止向 CS 电压添加任何直流失调电压。 10nF 应该就足够了。确保 R18根据您的斜坡补偿要求进行了良好设计。

输入电压>87V 时关闭控制器

您的电路的逻辑是正确的、它可能起作用。但请记住、这会消耗大量功率、从而降低转换器的效率和功率密度(额外组件的额外空间)。例如、通过 R19 10k 电阻器估算的功率损耗约为0.75W、您可以尝试增加该值。

再者、该器件不是针对故障功能而设计的、因此关闭该器件会增加复杂性和难度。

如果您还有任何问题、请让我回复该主题。

0 admin 2 年多前

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您好、Manuel：

非常感谢您提出的宝贵建议。

MANUEL -VDD：确保100nF 去耦电容器连接在 VDD 引脚和接地引脚旁边。 Vcc 是外部电源吗？ VG 电压源来自哪里？确保齐纳二极管 U6的额定电压至少为 VDD 上的 UVLO。

是的、Vcc 由外部使用链路开关(LMK302P)生成、此链路开关将在输入电压发生变化时保持12V 的输出。

VG (输入)来自 110V 电池电源、

MANUAL -VREF：确保100nF 去耦电容器连接在 Vref 和接地引脚旁边。

是的、我们会处理这个问题。

Manuel -COMP 和 FB：III 型补偿器是围绕 IC 的 E/A 而设计的。 Vout、FB 引脚和 COMP 之间的连接看上去良好、但应确保根据您的转换器参数设计得很好。 Vout 是多少？您的开关频率是多少？

我已根据设计文档 SLVA636 (https://www.ti.com/lit/an/slva636/slva636.pdf?ts = 1696225391189&ref_url=https%253A%252F%252Fwww.google.com%252F)更新了 II 类补偿器。

输出电压为100V、开关频率为110KHz。如有任何遗漏、请提供建议。 (附上更新后的 TINA 文件供您参考)

Manuel -- RT/CT：连接看起来不错，但要确保 CT 和 RT 的设计适合您设计的振荡器和开关频率。

是的、这是在110kHz 频率下设计的。 RCT = 15.4k、CCT = 1nF

Manuel - CS：连接看起来很好、但要确保 RC 设计为 MOSFET 的最大峰值电流和数据表中指定的 VCS 最大电压。 RC 滤波器连接看上去良好、但应确保 R 和 C 的设计良好、具体取决于开关频率。

开关频率为110kHz、Rcsf 与 CCSF 设计为482kHz。转换器正在为这些值而工作。

请给出 Rcsf 与 CCSF 的最优设计。

- PNP BJT 的发射极应连接到 COMP 引脚并将集电极接地。在这种情况下、发射极接地、并连接到 R6和 C4之间的集电极。

我已在随附的文件中更新了电路。请检查并建议如何为该软启动选择 R 和 C。

曼努埃尔-- 斜坡补偿：

-连接一个与 R18串联的交流耦合电容器,以防止向 CS 电压添加任何直流失调电压。 10nF 应该就足够了。确保 R18根据您的斜坡补偿要求进行了良好设计。

这是按照 UCC28C43的产品说明书设计的

Vin 最小值= 60V、Vout = 100V

I PEAK = 3.6A、

RCS = 1V/3.6A = 0.2778

D =(100-60)/100 = 0.4

斜坡补偿因子的理想值由方程式(33)确定: M_Ideal =((1/pi)+0.5)/(1-0.4)=1.3638

CS 引脚处的电感上升斜率(Sn)根据方程式(34) Sn =(60*0.2778)/100uH = 0.1667V/us 计算得出。

补偿斜率(Se)通过公式(35)计算得出、Se =(1.3638-1)* 0.1667 = 60.6mV/us

t_onmin = 0.4/110kHz = 3.636us

从等式(37)、S_osc = 1.9/3.636us = 522mV/us

根据方程式(38)、R_ramp 是在 Rcsf = 3.3k 时计算得出的；R_ramp = 1k*((522/60.6)-1)= 25k

但是、在数据表中、此值是针对反激计算得出的。是否可以将相同的窗体用于升压？

曼努埃尔- 输入电压>87V 时关闭控制器

是的、我已更新到5万。

提前感谢您的答复。 e2e.ti.com/.../Boost_5F00_V9.TSC

此致

0 admin 2 年多前

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尊敬的 Umamaheswararao：

II 型补偿器：

-由于输出电容值非常大(300uF ),电流模式控制中的升压转换器的单极点和 ESR 零点都非常低。这对于设计反馈环路补偿至关重要。请遵循 SLVA636 文档中的指导原则。对于转换器值、我建议设计一个交叉频率 fco = 160Hz。 将低频零点 fz1 (原理图中的 R6、R4)移至较低值、还将高频极点(原理图中的 R6、C1)移至较低值。

问题：为什么 Cout 非常大？光伏升压转换器是在 CCM 还是 DCM 下工作？输出功率是多少？什么是电感器电流纹波？

CS 引脚上的 RC 滤波器：

我建议将 RC 滤波器的转角频率增加到1MHz 左右。您可以做的是使 RCS 值减半。 RC 滤波器有助于实现峰值衰减、但较低的值会影响器件的导通并导致不良的开关行为。

斜率补偿：

稳态占空比小于50%、那么斜率补偿对您的设计来说并不重要。不过、它有助于抗噪性能、因此您的设计值应该符合原样。

其余的看起来不错。

如果您还有任何问题、请让我回复该主题。

0 admin 2 年多前

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您好、Manuel：

感谢您的反馈。

II 型补偿器：

问题：为什么 Cout 非常大？光伏升压转换器是在 CCM 还是 DCM 下工作？输出功率是多少？什么是电感器电流纹波？

输出功率= 120W

输出电压= 100V

运行模式为 CCM

Fsw = 110KHz

I 为在20%额定负载和1%输出纹波电压下的 CCM 运行模式设计了 Cout。现在、Cout 降低到200uF、ESR 为0.958R (通过并联两个100uF 电容器)

根据您的建议、我已选择 FCO = 160Hz

根据 SLVA636 文档
R1 = 115.5e3；
fc = 160；
fPO = 0.1；%补偿器的第一个极点(fp0)在积分器原点处为 pe2e.ti.com/.../Boost_5F00_V11.TSClaced。
Fp1=1/(2*pi*C*RC)；%补偿器的第二极点(Fp1)与 ESR 零点或
%RHP 零点频率、较低。
fz1 = fzi/5 fc；%补偿零点(fz1)位于所选交叉频率的五分之一处。
C1 = 1/(2*PI*R1*FPO)= 13.7uF
R2 = FPO*R1 = 11.55k
C3 = fz1/(2*PI*R1*FPO*FP1)= 0.551uF

我已经使用这些值完成了仿真、但输出没有达到100V、而是控制在91V 左右。附加了更新后的 TINA 文件以供参考。如需任何更正、请提出建议。

CS 引脚上的 RC 滤波器：

通过更改 Rcsf = 3.3k、CCSF = 50pF 进行了更新

谢谢！

此致

0 admin 2 年多前

TI__Guru**** 2455560 points

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尊敬的 Umamaheswararao：

请参阅以下详细的反馈补偿回路：

-控制到输出电压传递函数:

FP=2/(2*PI*COUT*Rload)=19Hz

FZ_ESR=1/(2*PI*ESR*Cout)=830Hz

FZ_RHP=Rload./(2*PI* Le)=132kHz

Fsw=110KHz

-补偿设计：fco = 10kHz (~Fsw/10)然后 fz1=2KHz 并且 fp1=132kHz

设置：R2=50k Ω，然后 C1=1/(2*PI*R2*fz1)=1.59n，C3=1/(2*PI*R2)=24.11pF。

注意：R2/R1设置补偿器传递函数的中频增益(当增益波特图平坦时)。如果要增大 fco、可以增大 R2或减小 R1 (减小 R1、Rb 也会减小)。

使用这些值仿真结果显示、10ms 后、可在100V 的范围内控制 Vout。

如果您还有任何问题、请让我回复该主题。

0 admin 2 年多前

TI__Guru**** 2455560 points

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您好、Manuel：

感谢您的建议。我已经根据您的计算更新了仿真。这些仿真是有效的。

但是、根据 SLVA636 文档中、 补偿器的第二极点(FP1)与 ESR 零点或
RHP 零点频率、即较低的频率。

这里、较低的值为 fz_esr 零点、即830Hz。但是、在计算中、您认为 FP1是 FZ_RHP 。

我不理解。请帮我讲一讲这一点。

此致

乌马马赫斯瓦拉劳

0 admin 2 年多前

TI__Guru**** 2455560 points

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尊敬的 Umamaheswararao：

很抱歉耽误你的时间。 是的、第二个极点应与 ESR 零点保持一致。请参阅更正后的补偿器设计：

-控制到输出电压传递函数:

FP=2/(2*PI*COUT*Rload)=19Hz

FZ_ESR=1/(2*PI*ESR*Cout)=830Hz

FZ_RHP=Rload./(2*PI* Le)=132kHz

Fsw=110KHz

-补偿设计: fco = 500Hz 然后 fz1=100Hz 和 fp1=830Hz

注意：fco 可以小于 Fsw/10。具体思路是、它应位于 fz1之后和 fp1之前(以获得可能的最大相位裕度)。

注意：R2/R1设置补偿器传递函数的中频增益(当增益波特图平坦时)。如果要增大 fco、可以增大 R2或减小 R1 (减小 R1、Rb 也会减小)。

使用这些值仿真结果显示、15ms 后、Vout 可控制100V。

如果您还有任何问题、请让我回复该主题。

电源管理（参考译文帖）

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[参考译文] UCC28C43：反馈信号