[参考译文] UCC28070：UCC28070

您好 Venkatesh：  

如果可能、请附上一份 PFC 原理图 PDF、其中包含升压电感器的值。   

低 PF 可能是由输入电流相移和谐波失真造成的。  
如果您的线路滤波器中有很多 X 电容、这些电容器中的位移电流可能会导致高输入电压(230VAC)下出现显著的相移、从而降低 PF。   
如果升压电感非常低、电感器开关电流可能在大部分线路周期内以 DCM (而不是 CCM)运行、这会增加失真、从而降低 PF。   

在进行临时测试时、如果可以从线路滤波器中移除部分或全部 X 电容器、则以相同的功率等级重新测试 PF、然后查看 PF 是否显著改善。  
如果没有太大的改善、那么您可能会得出结论：低 PF 大部分来自谐波失真。  然后调查您的电感器电流、查看它们是主要在 DCM 还是 CCM 中工作。   如果大部分情况下处于 DCM 模式(并且已消除 X-CAP 相移)、则必须增加升压电感才能在 CCM 中实现更高的工作频率。  
对此的快速测试是暂时用导线将另一个电感器与现有电感器串联、以使电感加倍、然后再次测试 PF。  

如果主要是 CCM、则电流检测路径中的某个元件可能会给电流信号增加失真。  这可能是错误的 Rsynth 值(过高或过低)、或磁化电感过低或 复位不足的电流检测变压器。

一次调试一个步骤、从而逐个排除可能的情况并找出根本原因。  
不要尝试一次更改所有内容以节省时间、因为您无法关联导致哪个结果的更改。    

此致、
乌尔里希

您好 Venkatesh：  

感谢您提供电路板的原理图。
一些元件值和网络连接存在一些主要问题。  
请确认您的电路板的构造与原理图中所示完全相同、或者如果您的电路板上的某些器件值与原理图中所示的值不同。
如果值或连接有任何差异、请告知我差异是什么(或者更好的是、请重新发送原理图并告知已进行的更正)。

另外，请提供以下信息：  
所需的最大 PFC 输出功率。
最小和最大输入电压以及工频范围。
预期输出电压目标。

您的功率计读数(上面的第1篇文章)显示405V 输出、您上次发表的内容显示405V、但原理图上的 VSENSE 电阻分压器值计算得出的输出电压为391V。  这就是我问您测试板上的某些器件值是否与原理图上的器件值不同的原因之一。  
我不想查看  与正在测试/调试的电路板不同的文档。  

升压电感器显示为110uH、10A。  这些是铁氧体磁芯电感器还是金属粉末？  如果是磁粉芯、0A 电感是多少？

1.在原理图中、R221和 C231连接到 R219和 R220的结。  这是不正确的。  
  请将  R221和 C231直接连接到 R220右侧的 VINAC 引脚。  将 R219与 R220串联。  
2. U28 VREF 引脚(引脚13)应具有连接到 GND-P 的0.1uF 滤波电容。
3. CSA 和 CSB 上的滤波电容器 C227和 C229显示为每个0.22uF。   这些值太高了。  
  请将 C227和 C229更改为每个100pF。  
4. CAOA 上的 C236值应为330pF、与 CAOB 上的 C234值相同。  
5.软启动电容 C230的值在 VAO 上应>= C220；1.5uF 或更高。   
6.在 DMAX 上 R215 = 12kR (引脚20) 仅允许0.64最大占空比。  我建议至少增加到0.94 => R215 = 37.4kR。
7.我建议使用一根非常短的导线将 CDR (引脚1)跳线连接至 VREF (引脚13)、以在电路板调试期间禁用频率抖动。
  在 PFC 达到满意的运行条件后、可以稍后重新启用和优化抖动。  

还有其他问题需要改进、但首先、我想看看对上述问题和疑虑的答复。

此致、
乌尔里希

您好 Venkatesh：  

感谢您提供更新的信息和原理图。  他们很有帮助。  我看到您对原理图进行了许多更改。

我无法确定 Pout 为什么大于2.9kW。  转换器的功率可能受 IMO 电阻的限制。  
但 Rimo 由最低输入电压下的满功率决定、您指示的只有230VAC。  在该规格上必须有+/-容差。
是230V +/-10%、还是170Vac 至265Vac 等更宽范围？   

MOSFET 和二极管发热很可能是热管理问题、而不是电气问题。  也就是说、这些组件的散热可能不足。  如果电气设计平衡、则一个相位比另一个相位耗散的功率不太可能更多。   更有可能的是、一侧的冷却效果不如另一侧的冷却效果。  我建议分析您的气流和冷却路径、以查看热阻抗是否相等。  

此外、检查 MOSFET/二极管附近的高温元件是否会因靠近而过热。  

栅极驱动器 IC 的实际器件型号是多少？  您展示了一个8引脚器件、但为5引脚驱动器提供了一个器件型号。  

此致、
乌尔里希

您好 Venkatesh：  

感谢您提供交流输入信息。  这很重要。  
我认为需要更换几个组件(包括 Rimo)才能满载运行。

我已经填写了 UCC28070 Excel 设计工具中的值、我认为这些值应该适合您。  
首先从已知信息和目标 Pout = 3316W 开始(与这篇文章顶部的功率表相同)、我估算了您想要实现的设计。  我针对输入电流包含了+10%的裕度、但该裕度未反映在 Pout 目标中、但我将其包含在 Rs 和 Rimo 值中。
几个元件值我保持了与最新原理图中相同的值、但其他许多值我建议您按照此文件中所示进行更改：  
e2e.ti.com/.../UCC28070-Design-3.3kW-_2800_VB_2900_.xls
注意：我输入的一些值与工具建议的值不同、这是有意为之、因为我考虑了工具无法有效处理的非常高的纹波电流。

另请注意： 您的电感器设计的电感随电流变化很大(称为"摆动扼流圈")、导致在满载(PFC 3316W OUT)、180Vac 输入下产生18.4A pk-pk 纹波电流。  这种纹波将叠加在每个升压电感器中14Apk 的平均峰值电流上。  因此、 电感器中的峰值电流将为14A + 18.4A/2 = 23.2Apk。  并且、当使用额外的10%能力来恢复 Vout 调节时、瞬态负载阶跃期间甚至会更高(~24.6Apk)。   

问题在于、电感器数据在16A 时提供的特征升压电感(lb)为65uH、但高达24.6Apk 的电流会显著降低 Ib。
不过、我的18.4Apk-pk 计算是根据65uH 进行的、随着电流增加到>16A、没有更低的 lb。  因此实际峰值可能高得多、并可能导致峰值限制问题或其他问题。  由于摆动扼流圈的"软饱和"是非线性的、因此在 IDC > 25A、可能高达30~35Adc 时、如果没有 LB 与 IDC 的特性曲线、则很难预测最终电感和最终峰值电流。   

是否可以重新设计电感器以减小摆幅、从而控制纹波电流？  

其他意见：
1. 您展示了对于 输出电压为~410V 的升压开关、额定电压为900V 的 SiC MOSFET。  这似乎过度、Wolfspeed 提供的650V FET 可能具有更低的 RDS (on)并可能成本更低。
2.  我建议考虑将 SiC 二极管用于升压输出，以避免现有快速恢复 Si 二极管的反向恢复电流。  随着 Si 二极管发热、其 IRR 会变得更糟、开关损耗会增加。  SiC 二极管的 Vf 可能稍高、但没有 IRR、并且 Cj 更低。   当 fSW = 80kHz 时、我认为这可能是损耗的净减少。    
3. 浪涌旁路二极管 D50无需是超快速恢复二极管。  对于此应用、标准恢复二极管也是适用的。  不必将其额定值设为20A 平均值。  其额定值应能够承载峰值浪涌电流。  浪涌限制未显示在您的原理图上、但小于20A avg 的二极管仍然具有相对较高的峰值浪涌能力 且成本较低。
4. SiC MOSFET 针对+15V 导通和-4V 关断栅极驱动进行了优化。  UCC27324驱动器只能提供~12V 开启和0V 关闭驱动。  SiC FET 的阈值电压约为~2V、因此请确保栅极驱动路径非常短、电感可忽略不计、以避免噪声和其他导致 FET 意外导通的影响。  此外、确保用于损耗计算的 RDS (on)值针对更低的 Vgs 和更大的 Tj 进行了调整。  

此致、
乌尔里希

您好 Venkatesh：  

我很高兴 PFC 现在为您提供了更好的工作、我希望较低的摆幅(电感器)将进一步帮助您。  

至于交流 Variac 的压降、这是 Variac 阻抗的函数。  压降是由电阻和漏电感导致的。
唯一的补救措施是获取更大的 Variac (这会减小但不会消除 V 压降)、或购买(购买或租赁) 5kW 可编程交流电源。

使用 Variac，如果空载时输出电压确实从230VAC 下降，您可以再次手动将其调高，以补偿负载下的电压损失。 电子交流电源会将其输出调节至设定点、因此不需要随负载变化进行调整。

此致、
乌尔里希