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[参考译文] UCC24612：如何提高效率

admin
Guru**** 1624225 points
Other Parts Discussed in Thread: UCC24612, LM358B
请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/1325592/ucc24612-how-to-improve-the-efficiency

器件型号：UCC24612
主题中讨论的其他器件： LM358B


我们正在尝试使用24612将采用反激式拓扑的现有直流/直流转换器从二极管整流转换为同步整流。 型号为12V 2.5A 或5V 6A。 目前、我们在低侧使用24612-1EVM 进行试验。

R3 - 4.7R、C3为1000pF。

我们无法将效率提高任何显著数值。

以下读数为端到端读数、但不包括任何桥式二极管。

现有12V 二极管 Rect 88%效率 现在为24612 89%。 输出功率24W。
现有5V 二极管整流84%。 即24612 86.5%。 输出功率17.5W。

转换器工作频率为320kHz +/-10%抖动。 我们已尝试将频率降低至250kHz。 它已经稍微减少了击穿、但效率并未显著提高。 我们甚至尝试使用 RDS 约为11m Ω 的60V MOSFET。

在库存配置中使用 ST SRK1000、我们发现效率增益比24612-1高1%-1.5%。

图中所示。 一个是次级 FET Q1的 Vgs (黄色)与 Vds (蓝色)。 第二个是 EVM 上 Q1次级 FET 的 VDS 初级 FET (黄色)与 VDS (蓝色)。

您对我们可以调整以达到91%以上的效率的任何参数有什么想法吗？ 我们更喜欢 TI 器件。

提前感谢。

戴夫

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    TI__Guru**** 1624225 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    Dave、您好！  

    为了更好地帮助您、您能否提供有关每个申请的更多信息？

    术语"击穿"表示 CCM 操作。  它们既是 CCM 反激式、又是 DCM 反激式、或者是其中的一种？  波形看起来是 CCM、但未提供测试条件、也未提供哪个电路板被测试。

    您是将  SRK1000放在 UCC24612EVM 上还是单独放在反激式电路板上？  您在 控制器之间的效率比较中使用了哪种设计(12V 或5V)和哪个 MOSFET？  与 TI 器件相比、ST 器件有何偏置？
    ST 电路是否也在 SR MOSFET 上有一个4.7R + 1000pF 缓冲器？   如果没有、可以在取消填充 R-C 缓冲器器件的情况下重新测试 UCC24612吗？   

    两个波形都不显示完整的开关 周期、每个波形都指示不同的频率 (311.8kHz 对320.5kHz)。   
    这是因为一个电路板上的抖动、还是这些波形来自两个不同的 电路板？
    在任何情况下、311.8kHz 具有3.21us 周期。  

    UCC24612的最大关断消隐时间为3.68us、超过了最长的开关 周期。   
    尽管关断消隐可以调整、但在某些情况下、它可能会超出开关 周期、并且下一个 SR 栅极驱动周期是消隐的、以避免击穿。
    请检查 SR 栅极驱动波形、以查看稳态运行期间是否存在混合的任何缺失脉冲。  缺少脉冲 可能导致效率低于预期。
    如果是、 频率 抖动可能会引发缺少的栅极脉冲。  是否可以 禁用抖动并重新运行 eff。 测试？  

    此致、
    乌尔里希

  • 0
    TI__Guru**** 1624225 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    您好，Ulrich

    很抱歉响应延迟。 我当时正在旅行。

    我将尝试以内联方式回复您的问题。

    1.我们在 CCM。 位于低侧的 UCC24612评估板。

    2.

    下面是220KHz 和300kHz 的一些波形。 两者都处于满载条件下。 即输入电压48V。 输出12V 2A。 黄色表示 SR Vgs。 蓝色表示 VDS。 在24612评估板上使用 Infineon BSC065N06LS5。 R3 - 4.7R、C3为1000pF。

    220KHz。 无频率抖动。 SR 上的 VGS 与 VDS。

    300kHz。 无频率抖动。

    300kHz。 抖动的混频器。

    300kHz、带频率抖动。 二极管输出电压波形。

    3.

    在我们的产品板上、我们更改了频率电阻器、并删除了 LM358B 驱动的频率抖动电路(+/- 10%)。

    我们可以看到、12V 型号的效率在二者中均未发生变化。 我们正在测试5V 模型(4A 至5A 时为5V)、并将回复这些详细信息。

    12V @ 300kHz。 直流/直流48.4V 输入电压0.567A。 12.02V 2A 输出。

    在高侧使用二极管 Vishay V20PWM60时的效率：89.55%。  评估板上使用 TI MOSFET 时的 SR 效率为83%。 由 TI FET 替换为 Infineon BSC065N06LS5。 效率为87.6%。 SR 在低侧。

    12V @220kHz。 在类似情况下使用 BSC065N06LS5 FET 时、效率为87.9%

    4.

    我们使用了 ST 提供的子评估板。 SRK1000 (不是1000A 或1000B)。 https://www.st.com/en/evaluation-tools/evlsrk1000-dp.html。 在该板上、我们也更改为 BSC065N06LS5 FET。

    5.

    在我们的波形中、最大值 关断消隐时间@220KHz 为2uS、@300kHz 为1.4uS、这两个值都低于24612数据表3.68uS 中提到的标称值。

    我们在波形中没有看到缺失的脉冲。 效率不变(有无频率抖动)。

    结论

    让我们感到非常惊讶的是、二极管整流为我们提供了比 SR 更高的效率。 我们真诚地请求您的指导、并且非常欢迎您的指导。

    提前感谢。

  • 0
    TI__Guru**** 1624225 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    Devesh、您好！  

    我需要更多地研究这件事,并返回给你。  

    此致、

    乌尔里希

  • 0
    TI__Guru**** 1624225 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    Devesh、您好！  

    很抱歉、我昨天无法解决您的 SR 问题。  我今天将重点讨论它。  

    此致、
    乌尔里希

  • 0
    TI__Guru**** 1624225 points
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    Devesh、您好！  

    和您一样、我感到惊讶的是、二极管整流可以提供比 SR 更高的效率。   
    二极管位于高侧、而 SR EVM 添加到低侧。  

    假设 在添加低侧 SR 时高侧二极管发生短路、我是否正确？
    如果 您忘记这样做、SR 的微小损耗会加到二极管的现有损耗中、并且效率将低于仅使用二极管的情况。  

    假设二极管实际上会短路、这意味着 SR 损耗高于二极管损耗。
    如果在初级和次级导通间隔之间的转换过程中存在一些跨导、则可能会发生这种情况。  
    我主要认为当初级 FET 开启时、SR 关闭的速度太慢。   
    这表示 SR 跨导峰值电流或持续时间明显高于二极管的反向恢复时间。  
    请检查 SR 中是否存在此类跨导电流(从漏极到源极的峰值反向电流)。   

    此致、
    乌尔里希

  • 0
    TI__Guru**** 1624225 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    谢谢 Ulrich。

    是的、我们短路了二极管。 将随着 SR 上从漏极到源极的峰值反向电流而恢复。

    此致

    德韦什

  • 0
    TI__Guru**** 1624225 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    尊敬的 Ulrich

    大家好。 对迟交的答复表示歉意。 我不是很好,不在办公室。

    附加三个波形。 我们测量了通过100m Ω 电阻器的电流。 因此、1.04V 是10.4A。 我们对 SR 使用了 Infineon BSC065N06LS5。 数据表。 我们移除了安装在 EV 板上的100V FET、因为性能降低了约4%的效率。 测量值为300KHz 工作频率。

    初级 FET 为 FDD86252。 数据表。

    1. Vds 与跨导电流间的关系

    2.VGS 与跨导电流

    3. VGS 与跨导电流多个周期

    SR FET 比初级 FET 更快。 欢迎您思考如何解决此问题。

    提前感谢

    戴夫

  • 0
    TI__Guru**** 1624225 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    Dave、您好！  

    感谢您提供新的波形和更多信息。   

    在屏幕截图1和2中、您可以清楚地看到 SR FET 关闭时反向电流峰值约为10Apk。
    屏幕截图3中不清楚反向电流、因为示波器采样率太低。  根据我的经验、10ns/样本或更高的采样率可以提供良好的细节、以便忠实地再现信号。 20ns/点是微不足道的、任何较慢的采样都会损失大量的分辨率和波形细节。   

    即使 SR FET 比初级 FET 更快、SR 的关断速度也不足以防止出现明显的反向峰值电流。
    我认为这是导致效率低于预期的主要原因之一。   
    由于 fSW 为~300kHz、我建议查找专门用于实现超快体二极管反向恢复的 SR FET。  

    另一个损耗因素是 SR FET 导通时的振铃电流。  我认为这个振铃来自与次级绕组电容谐振的变压器磁化电流。  这可能没有反向峰值产生的损耗大、但仍然有一些要处理的问题。  
    我建议重新设计绕组、以更大限度减小其自绕组电容。

    第三个因素是交替周期上的 SR 栅极驱动时间更窄。 我认为负责这一问题的 UCC24612控制器中有一个函数。 我认为该函数会检测到 SR 电流处于深度 CCM 模式、并将比例驱动变为-150mV VDS 调节阈值、如数据表的图18所示。  但在下一个周期、控制器会检测到在 SR 导通周期和栅极驱动提前关断期间大约一半已达到栅极关断阈值。  这两个条件似乎在连续开关周期中交替变化。

    我不确定如何解决该行为、以便使其在一个周期到下一个周期中保持稳定。
    由于使用0.1R 电阻器来检测电流、因此我们看到 SR FET 从~0.6A (不计算振铃)传导到大约~0.1A。   
      BSC065N06LS5 SR FET 在 Vgs = 10V 时的 RDS (~)通常为6m Ω 10mR、具体取决于 Tj。   
    显然、在 Vgs 脉冲较长的情况下、比例栅极驱动器似乎将 Vds 调节到-50mV 或-150mV、因此由于在后期导通时间内 Vgs 较低、RDS (on)处于高电平。

    但在短脉冲情况下、Vgs = 9.5V 且 RDS (on)接近6~10mV (估算值)。  短脉冲在 Ids =~0.4A 且0.4A x 10mR =~4mV 时关闭。  -4mV 低于电气特性表中的-9mV VG 关断阈值(Vthvgoff)。   
    我认为这意味着 MOSFET 对电流来说太大(RDS (ON)太低)。

    我建议尝试使用具有更高 RDS (on)和快速恢复体二极管的 MOSFET。  低 RDS (on)并不重要、而超低栅极电荷不那么重要、但我认为非常短的二极管恢复时间很重要。  如果英飞凌没有在 您的应用范围内提供一个,也许其他一些制造商会提供。   

    此致、
    乌尔里希