[参考译文] LM5122：难以启动双相升压转换器

您好、Alex、

我们的工程师 现已离开办公室、将于1月7日返岗。 请预计我们的回复会有一些延迟。  

此致、

Feng

您好、Alex、

非常感谢您的耐心。

一个2m Ω 感测电阻器将每个相位的电流限值设定为37.5A。 这似乎超出了输入可提供的功率、也超出了应用的一般要求(每个相位为150W)。

您是否可以将两个相位的感应电阻增加到4m Ω？ 这应该会提高系统稳定性、并将每个相位的电流限制降低到18.75A。

此致、
Niklas

n`t 感谢您的反馈、我目前没有此类感应电阻器、因此需要一些时间才能订购。

我还想知道误差放大器切换为什么会发生、我从未见过误差放大器切换、通常响应会非常慢。

您是否曾见过误差放大器出现过此类行为？

您好、Alex、

感谢您的更新。

FB 引脚(在误差放大器之前)跟随输出电压、因此电压环路相当慢。
COMP 引脚(误差放大器之后)也会受到内部电流检测斜率的影响。 电流环路的反应比电压环路快得多、直接影响占空比。
如果保护电路触发(如 UVLO)、COMP 引脚应主动放电、这也会导致 COMP 引脚电压快速变化。

此致、
Niklas

您好、Niklas、

感谢您发送编修。

是的、确实、由于 RHP 零点、误差放大器的带宽相当慢。

我n`t 完全理解为什么 COMP 引脚应该受到电流检测斜率的影响、我知道电流环路非常快、并在检测到的电感器与斜率补偿之和大于慢速电压环路的命令值时触发。

n`t、COMP 电压是 PWM 比较器的输入(和跳周期)、是否应直接受内部电流检测斜率的影响？

或者误差放大器旁边是否还有其他一些因素会影响 COMP 电压。

当然、高电感电流意味着大充电电流、会升高输出电压并自行抵消、外部电压环路会降低所要求的电感电流。

好的、谢谢、请务必了解在检测到 UVLO 时会发生有源放电。

还在想误差放大器可以实现如此大的增大吗？

这`s 大电压阶跃、误差放大器似乎达到了压摆率限制？或者有什么因素会影响该电压？

此致

Alexander

您好、Alex、

感谢您的澄清。
很抱歉、我花了一段时间才能完全理解这个问题。
您是在波形的开头直接观察快速上下跳频是正确的吗？

我同意您的看法、这看起来确实很奇怪。
COMP 引脚击穿电压高达~4V、这意味着从理论上讲、器件将以最大占空比进行开关。
通常情况下、软启动处于激活状态、以便缓慢增大误差信号放大器的基准电压、避免出现如此强的浪涌电流。
如果 SS 电容器太小、基准斜率将比实际输出电压可以遵循的更快地上升、从而导致 COMP 电压增加和占空比更高。
由于较高的占空比会增加浪涌电流 、因此需要考虑电流检测斜率、因为它会触发过流保护以限制占空比。 此时、COMP 引脚将保持高电平、以在未达到 Vout 目标时增加占空比、但由于电感电流过高、电流检测将覆盖占空比。
一旦输出电容器充电且达到 Vout 目标、此状态就会解决。

是否可以增加 SS 处的100nF 电容器并查看行为是否有所改善？

此致、
Niklas

您好、Niklas、

是的`s ,这是我试图理解的行为。

`误差放大器的带宽很慢、您永远不应该有这么快的边沿、当误差放大器跳跃`μ s 时、转换率非常高(在我的理解中)

我忘记更新原理图了、默认软启动设为9ms、100nF。

在大输出电容(~750uF)和线路空气软启动斜率条件下、在9ms 内从12V 到48V 为输出电容器充电需要3A 的时间。

这接近我的第一个实验室电源的限值、因此我将软启动电容器更改为470nF、并将软启动时间更新为42ms。

这应该会降低到达638mA 的理论浪涌电流。 目前、我还在使用 AIM TTi CPX4000DP、它能够提供20安培的电流。

由于误差放大器的快速跳跃、我思考了误差放大器的一些局部不稳定(不是环路本身、而是带有误差放大器的运算放大器电路)。

我删除了指向从控制器的布线、并使补偿和反馈电阻器的值降低为4倍、高阻值电阻器与寄生电容的组合可能会引入一些极点。

通过降低这些值、我试图消除这些影响、但行为似乎是相同的。

此致

Alexander

您好、Alex、

感谢您的进一步说明。
我同意470nF 应足以满足 SS 电容。
那么软启动似乎无法正常工作。
由于您已经更改了补偿以排除稳定性问题、是否可以创建其他波形测量？

我想查看 SS 引脚、VCC 引脚、VIN 电压和 开关节点信号。

谢谢、此致、
Niklas

您好、Niklas、

屏幕截图如下所示、红色=输入电压、蓝色=补偿、黄色=开关节点

绿色是内部 LDO 的输出、LDO 的输出看起来非常干净。

在 SS 电容器处测量绿色。

您好、Alex、

感谢您分享这些波形。
在 SS 上可见、器件按预期复位(COMP 和 SS 的放电)。
LDO (VCC)的输出仍然稳定、一切正常。

开关节点显示该器件未在最短导通时间内运行、因此 OCP 可能会延迟触发。 (如前所述、这应该会通过增大感应电阻来改善)

我被 SS 斜坡曲线略微混淆。
斜率似乎迅速斜升。 这个测量已经使用470nF 电容器、还是使用100nF 电容器？
是否可以使用更高的电容器运行测试以检查是否存在差异？

谢谢、此致、
Niklas

您好、Niklas、

很抱歉迟到的答案。

实际上、我忽略了 SS 电容器的短暂上升时间。

移除 SS 电容器时、电容器崩塌、电容器断开。将电容器替换为新的470nF 电容器后、上述奇怪的行为得以解决。

我首先在70W 负载下测试了电源、一切正常、然而、在使用更大负载进行测试时、我们注意到底部 FET 非常热、比计算值或预期值热得多。

`s 测量栅极来检查 FET 的行为时、栅极电压显然为n`t 稳定、并导致 FET 功率耗散。

当达到米勒平坦区域并且米勒电容被充电时、负电流通过米勒容量推入栅极。

栅极驱动的阻抗似乎很高、无法处理该电流、这甚至会导致 LDO 输出端出现振铃。

为了使用较高的栅极电阻进行测试、我知道这些电阻甚至会增加栅极阻抗、但平面会使 FET 开关变慢、从而降低相应的 dV/dT、并减小通过米勒容量的电流。

我将n`t 栅极电阻器替换为2.2欧姆电阻器、但行为是相同的、栅极电阻为4.7欧姆时、底部的 FET`s Ω 始终制动、因此无法看到该行为、但我们预计振铃会变得很高、从而使 MOSFET 制动。

栅极布线约为3cm、布线相对较宽、以更大限度地减少电感。

您可以在 Altium 365上找到该布局。

365.altium.com/.../33043AF2-3902-4F75-8050-302720FE65DD  

您好、Alex、

感谢您的更新。
很高兴听到新的 SS 电容器解决了这个问题。

对于低侧 FET 器件、它似乎具有相当高的输入电容。

遗憾的是、我并不是 MOSFET 组件方面的完全专家、因此我只能查看我们在 EVM 设计中使用的参考器件。
是否可以检查具有较低栅极电容的替代 MOSFET 是否表现出相同的行为？

此致、
Niklas

您好、Niklas、

感谢您的回复、演示板上使用的 FET 的额定电压仅为40V、因此我们的电路板不提供此选项。

我们选择了 FET 以在未来处理更高的电流、因此我们更注重 Rdson、因为这些更具主导地位。

我认为最好切换到外部栅极驱动器、并将放置在非常靠近 MOSFET 的位置。

但只有死区时间、LM5122具有自适应死区时间和最小死区时间。

这个最短死区时间看起来有点短、是否有办法延长它？

您好、Alex、

与其他器件相比、LM5122的死区时间实际上相当长。 例如、后继器件 LM5123具有自适应死区时间、最小值为20ns、这是典型 LM5122死区时间的四分之一。
但在计划使用外部栅极驱动器时、我明白您的观点。
无法增加 IC 本身的死区时间。
您可以考虑添加外部电路、例如通过与电阻器并联的二极管加速栅极放电、并通过返回路径。

此致、
Niklas

好的、确实、这很短。

好的、我们将使用外部栅极驱动器重新设计电路、更新后的原理图如下所示。

您好、Alex、

感谢您的更新。
外部驱动器的实现对我来说很好。
当 SW 短接至 GND 时、器件侧没有问题、因此这也没问题。

如果您进行了任何其他更改、想要查看或评论该更改、请告知我。

此致、
Niklas

您好、Niklas、

我最近找到了一些时间来仔细检查一些事情。

过去、我们假设栅极布线的阻抗过高、但我进行了一些仔细检查、发现它似乎与栅极驱动器和 LDO 更相关。

我在 MOSFET 侧并尽可能靠近栅极驱动器测量了栅极驱动器信号、如果它与栅极驱动阻抗相关、我应该假设栅极驱动器本身具有正确的信号。

黄色迹线的测量位置非常靠近栅极驱动引脚、绿色信号在 MOSFET 的栅极测量。

迹线几乎相同、而且迹线似乎几乎是透明的。

在开关期间、我看到了栅极驱动器和 LDO 输出之间的一些相互作用。

充电电流较大、当然可以预期下降、但我们会看到 LDO 输出端出现一定的振铃、LDO 的相位裕度可能较低？

LDO 的输出通过4.7uF 电容器去耦。

为了进一步测试此情况、LDO 的输出通过二极管连接至输入电压。

振铃甚至更加明显、但毫勒平坦区的骤降完全消失了

您好、Alex、

感谢您运行一些额外的测试并显示测量结果。
对于您所附的布局图片、我会有一个问题。
您是否知道另一层上的 GND 连接是如何布线的？
我要确保 VCC 和 PGND 之间的这条迹线很短而不被绕过、否则可能会出现可能导致振铃的电感寄生效应风险。

此致、
Niklas

您好、Niklas、

抱歉、我忘了提及、内层有隔离层、电路板为4层电路板、内层为1实心接地层、无中断。

由于内层非常靠近外层、因此多路复用电感应该很高。

因此、总差分电感应该非常低。

此致

Alexander

您好、Alex、

而且、这里 VCC 电容器的布局应该不会有任何问题。
需要考虑的另一点是 VCC 电压电平。
如果 LDO 提供 VCC 电压、则将其电压调节至7.6V。
如果使用二极管、则输入电压为 VCC、在应用中为12V。

我会假设较高的 VCC 电压电平会产生较高的驱动器电流、因此会跳过米勒平坦区域的骤降。

现在、问题是、您的设计存在的问题更大吗？
需要保持 VCC 电压尽可能稳定、或者在米勒平坦区域没有骤降的情况下产生更快的栅极斜坡？

此致、
Niklas

您好、Niklas、

很抱歉延迟了响应。

我们测试了 DUT 的最大输出功率、超过250W 时我们看到同样的行为。

我们还收到了更新的电路板、该电路板具有如上所述的外部源。

尽管有外部栅极驱动器、但我们仍有模拟行为、因此外部栅极驱动器并没有太大帮助。

我们执行了一些测试来改善行为、首先我们用 BSC065N06LS5替换了电流 MOSFET (BSC025N08LS5) 。

使用此 FET 时、米勒容量要小得多、使用此 FET 时、该行为也会得到改善、但是对于最终模型、漏源电压使用60V 时会很小。

通过增加栅极电阻来降低 FET 的开关速度并不会改善行为、还因为 栅极阻抗增加。

我们唯一可以做的就是在低侧 FET 的栅极上放置一个小电容器(几 nF)来降低栅极阻抗、这当然会增加开关损耗、但最好具有较低的开关速度、这样 FET 就会进入线路空气区域。

此解决方案适用于  BSC065N06LS5、但不适用于原始 FET。

奇怪的是、通过米勒充电器的电流应该是可控的、通过从漏极电压中减去栅极电压并计算第一个降额、测得了米勒电荷的 dV/dT。

如果我们使用最大 dV/dT 计算通过毫伏电荷的最大电流、则最大电流应为0.25A。

这应该由栅极驱动器管理、因此我不知道为什么栅极驱动器不能提供这一电流？  

此致

Alexander

您好、Alex、

感谢您的详细更新。
我将从我们团队内部获得一些关于如何进一步优化开关设计的其他反馈。

我最晚在下周初回复您。

此致、
Niklas

您好、Alex、

很抱歉耽误你的时间太长。

下面是我从我们的团队中收到的更多见解。

米勒平坦区域的骤降不被视为异常、并且也可以出现在任何"好"的设计中。
除了避免下降、还有一些其他的设计优化方案：

原理图：
-降低开关频率,降低整体开关损耗
-由于现在使用外部驱动器,可以使用更高的驱动器电压,但由于内部 VCC 已经是7.6V,影响也可能不会那么高

布局：
-请查看此 参考设计
这是适用于1.4kW (每相10A 负载)的改进型6相设计。 我尚未了解您的设计的完整布局、因此该参考设计在开关节点覆铜区等方面可能会有所帮助
-我们已经讨论了 VCC 电容器的布局。 另外还需要注意的是、较大的电感寄生电容来自两个过孔并到达另一层。 更好的实现方式是在一层上使用 VCC 迹线、在电容器封装之间使用驱动器迹线、如果设计规则不允许这样做、则使用此处的过孔。

此致、
Niklas