[参考译文] PMP10081：TPS40210

您好、Nithin：

对于此类少量信息、很难帮助您进行故障排除：

1. 与 PMP10081原理图相比、您是否进行了任何更改？
2. 您的测量条件(VIN、负载等)是什么？
3. 输出电压是否增加到超过设定点？ 如果需要、您是否已检查反馈电阻器是否已正确连接？

此致

马库斯

在我的设计中、VIN (min)：15V、VIN (max)：24V

根据设计确定输出设定电压为14.2v

将输出电阻器正确连接至

设置频率：300kHz

我使用了 LM393PWR 运算放大器

您好、Nithin：

LM393是一种比较器。 您需要一个实际的运算放大器(例如 LM2904)才能使该电路正常工作。

此致

马库斯

无负载时、输出电压恒定为14.2v、但如果我们连接负载、则输出电压变为0.6V

负载是50欧姆电阻器

电感器值为64uH

这里、我在 CCM 模式下使用了68uH、

您好、Nithin：

输出电压电平是否随负载电阻而变化？

上面的问题已经解决了、但现在我又遇到了另一个问题、即使我连接了60W 的灯泡、最大输出电流也是0.2A。

根据设计、最大输出电流为1A

R17：200K

R16：0r

C19：1nf

您好、Nithin：

您是否在使用与 PMP10081中相同的输出电容器和耦合电感器？ 否则、您很可能需要调整补偿元件、以获得稳定的系统。

感谢您的帮助

我对于计算还有另一个疑问耦合电容器的值是4.7uf 那么为什么要添加20uf (10uf 并联)。

您好、Nithin：

由于耦合电容器通常是陶瓷电容器、因此还需要考虑直流偏置效应。

此外、当使用耦合系数过高的电感器时、SEPIC 中还存在循环电流的影响。 此处可以使用较大的交流耦合电容。 另见： /cfs-file/__key/communityserver-discussions-components-files/234/SEPIC-Converter-Benefits-from-Leakage-Inductance-final.pdf

如果控制器连接到上述电路、则 DS/EN 引脚为高电平有效关断命令、因此我们可以将其保持悬空。

您能否解释一下给定电路的功能？

这是一个具有迟滞功能的 UVLO 电路。

我还有一个疑问

有2个公式用于计算输出电容器：一个是从 TPS40210数据表中获取的、另一个是从 SEPIC 转换器设计手册 AN-1484中获取的。

我应该怎样计算输出电容？

输出电容的选择取决于您的应用要求。 如果您希望具有负载瞬态、最好使用 TPS40210数据表中的公式 、因为它提供了更大的裕度(或者您使用更精确的基于阻抗的计算方法、如下所示： https://www.ti.com/document-viewer/lit/html/SSZTCQ4)。 如果您只关心纹波、那么可以使用应用手册中的公式。

感谢您提供宝贵信息

能否给我解释一下电流控制环路？

您如何通过 R17电阻器控制恒定电流？  

大家好、Nithin、有两个环路相互竞争。 电流由 R14检测、具有来自 U2A 电路的一定增益级、可由 R17调整该增益级以生成分压至 FB 的电压(CS)。 这意味着控制器会首先将电流调节到 FB 电压。 最终、电池将被充电至由电压环路(R18/R19)设定的特定电压。 然后 D5关闭、D4开启、 转换器跳至13.8V 的电压调节  

如果1A 正流经二次绕组、则 R14两端的压降为 IR =1*0.025=0.025V  

反馈环路增益为1+RF/R1=1+200/1=201

VO=GAIN*Vin=201*0.025=5.025V

实际上、我们需要2.5V 输出电压

要计算感应电阻、只需计算流经 MOSFET 的峰值电流并增加一些裕度即可。 您可以使用 TI Power Stage Designer (www.ti.com/powerstage-designer)等工具来执行该操作。

您公布的第二个公式适用于升压转换器、因此不适用于 SEPIC 设计。 您也可以在电源拓扑手册(www.ti.com/.../slyu036.pdf)中查找公式。

流经 MOSFET 的峰值电流：3A

visns 阈值：150mV、Rsns = 150mV/3A=50m Ω

这是正确的吗？

如果您的最大峰值电流(包括效率)为3A、对于负载瞬变和温度影响、您仍应留有一定的裕度、例如增加30%。 您使用的公式是正确的、但您还需要检查 VOCP 为120mV 或180mV 时的条件。

Power Stage Designer 工具不支持环路计算器中的 SEPIC 拓扑、因为 SEPIC 传递函数非常复杂。

一般而言、如果误差放大器允许如此高的带宽(GBWP 的1/100是合理的)并且它是降压派生拓扑、则只能使用1/10的开关频率。

如果这是升压/降压/升压衍生拓扑(例如反激式、SEPIC)、您必须考虑右半平面零点(RHPZ)、那么可实现的最大交叉频率是 RHPZ 频率的1/5到1/10。

对于这些更复杂的拓扑、好的做法是先使用保守的补偿网络、然后在实验室中使用网络分析器对其进行优化。

对于一个电池充电器、你实际上并不需要电压控制环路中的高带宽、这是因为将不会有任何快速且巨大的变化。

是这样吗？

现在零点在1kHz、极点在7kHz

良好的做法是将交叉频率设置为 RHPZ 的1/10、将零点设置为交叉频率的1/10、并将极点设置为 RHPZ 频率。 这样、您在 fco 处具有零点的全相升压、并且极点将仅开始将相位降低到略高于 fco 的水平。 在您的情况下、这意味着零点在350Hz、fco 在3.5kHz、极点在35kHz。 请记住、此建议仅用于电压控制、在充电器应用中、如果电压环路比电流环路慢、可能会很有用。