常见LED低电压大电流驱动IC

交高电压LED照明驱动

110V  18W日光灯开关恒流源方案

摘自电源网http://www.dianyuan.com/bbs/       补充了图片、、、、、

再来一个实在的吧，1W大功率LED驱动方案，TI的LM3047 ，350 mA恒流，详细参数计算参阅datasheet

www.ti.com.cn/.../application-notes.htm

上传文件为TI公司电源LED 照明参考设计说明书，里面有很多很好的设计指南，希望对大家有帮助！

我在里面也学习到很多的技术，了解到了很多的内容！谢谢TI，很给力

http://www.ednchina.com/ART_48055_28_0_NP_94685449.HTM

基于TI UCC28060（PR735）T600W 交错式双相转移模式 PFC 转换器

1 引言

　　PR735 是一款交错式双相转移模式 PFC 转换器，其在电流高达 1.5A 的 85VRMS～265VRMS 交流输入电源下工作时，可提供 400V 的固定输出。该参考设计需要一个 100mA、15V 的额外偏置电压来为 UCC28060 器件供电。PR735 设计旨在通过展示典型离线高功耗应用中 UCC28060 的性能来突出说明 UCC28060 的特性。UCC28060 包含了诸如 Natural Interleaving™ 的创新性特性，并且可以用于多种应用，详情请参见下面的 2.1 章节。

2 描述

　　PR735 由两块电路板组成：一块是含有磁性元件、晶体管以及其他高功率组件的电源电路板；另一块是由 UCC28060 集成电路以及各种组件和滤波电路组成的控制器电路板。该控制器电路板通过一个排针 (header) 与电源电路板相连接，当 PFC 输出处于稳压状态时，控制器电路板上的 J1.A 状态 LED 就会发光指示。如欲了解有关器件运行的更多详情，请参见 UCC28060 产品说明书。

　　警告

　　由于该电路上有高压，非经验丰富的电源专业人士切勿进行该设计工作。

　　2.1 应用范围：

　　LCD、等离子以及 DLP 电视

　　计算机电源

　　入门级服务器 
 
　　2.2 特性：

　　85VRMS～265VRMS 输入电压范围

　　400V 固定输出

　　1.5A 直流恒定状态输出电流

　　采用了 TI Natural Interleaving™ 专利技术

　　相位管理功能提高了轻负载时的效率

　　掉电保护功能 
 
　　3 PR735 规范

　　3.1 电气特性

　　表 1 PR735 的电气与性能规范

 　　3.2 散热要求

　　该参考设计可在环境温度为 25℃ 下工作，功率高达 600W，而无需外部制冷。用户应确保所有的高功率组件（MOSFET、整流器等）散热正常以免温度过高。为了降低高输出功率级别时组件的热应力可以使用外部制冷。

　　4 原理图

　　下页的原理图说明了 PR735 的参考设计。为了清楚起见，分别在单独的页面上对功率级和控制器电路进行了说明。

　　4.1 功率级电路

　　
图1  PR735 功率级

　　注：仅供参考。如欲了解具体的值，请参见表 2 材料清单。测试点仅限于评估，并非是转换器运行所必须的。

　　4.2 控制器电路

　　
图2  PR735 控制器电路

　　注：仅供参考。如欲了解具体的值，请参见表 3 材料清单。

　　5 PR735 典型的性能数据

　　图 3 到图 5 显示了PR735 的典型性能数据。由于实际性能数据会受到测量技术和环境变化的影响，因此这些曲线仅供参考，并且可能与实地测量值会有所不同。

　　5.1 效率

　　下图说明了 PR735 在低线压和高线压条件下整个输出功率范围内的效率。

　　
图 3 在 85VRMS 和 265VRMS 时的效率

　　5.2 230 VRMS 输入时的电流谐波

　　PR735 含有非常符合 EN61000 标准的极低的电流谐波含量。大多数谐波含量都被包含在可导致低 THD 的基本谐波中。下图举例说明了 PR735 的电流谐波以及 EN61000 标准，以进行比较。 

　　
图 4 230 VRMS 输入时的PR735 谐波

　　5.3 最大负载时的输出电压纹波

　　从下图可以看出输出电压纹波大约为 10V（峰至峰）。

　　
图 5 PR735 输出电压纹波（5V/DIV、交流耦合）

　　5.4 输入纹波电流消除

　　下图举例说明了PR735 转换器在各个线路周期不同输入电压时的输入纹波消除情况。M4 振荡器信号为输入电流，其为两个电感电流的相加值。

　　
图 6 85VRMS（线路电压峰值）输入电压时 PR735 的电感和输入纹波电流

　
　图 7 85VRMS（线路电压峰值的一半）输入电压时 PR735 的电感和输入纹波电流

　　
图 8 265VRMS（线路电压峰值）输入电压时 PR735 的电感和输入纹波电流

　　
图 9 265VRMS（线路电压峰值的一半）输入电压时 PR735 的电感和输入纹波电流

　　
图 10 85VRMS 输入、POUT=300W 时 PR735 的电感和输入纹波电流

　　
图 11 265VRMS 输、POUT=600W 时 PR735 的电感和输入纹波电流

5.5 启动特性

　　下图说明了 PR735 转换器在不同输入电压和输出功率条件下的启动特性。

　　
图 12 V IN="85VRMS"、POUT=600W时 PR735 的启动特性

　　
图 13 VIN="265VRMS"、POUT=0W时 PR735 的启动特性

　　5.6 掉电保护

　　下图展示了 UCC280660 的掉电保护特性。如果 VIN 交流电压下降至掉电阈值电压以下，则该转换器在掉电滤波时间（通常为 440ms）以后将停止转换。

　　
图 14 85VRMS 时的 PR735 掉电保护 图 15 265VRMS 时的 PR735 掉电保护

　　6 EVM 装配图与布局

　　下图说明了PR735 印刷电路板的设计。控制器电路板由一个单层 PCB 组成，所有的组件都安装在电路板的顶端；电源电路板由一个单层 PCB 组成，布线位于电路板的底部而组件安装在电路板的顶端。

　　
图 16 PR735 控制器电路板布局（顶部视图）

　　
图 17 PR735 控制器电路板部件放置（顶部视图）

　　
图 18 PR735 功率级底层布局（顶部视图）

　　
图 19 PR735 功率级部件位置（顶部视图）

　　7 功率级与控制器级材料清单

　　7.1 功率级材料清单 　

       表 2 列出了按照图 1 所示原理图配置的 EVM 组件。

　　表 2 UCC28060 (PR735) 功率级材料清单

 　　7.2 控制器级材料清单

　　表 3 列出了按照图 2 所示原理图配置的 EVM 组件。

　　表 3 UCC28060 (PR735) 控制器级材料清单

http://www.ednchina.com/ART_23036_28_20000_TA_3246b032.HTM

基于TI的TLC5941的全彩色LED大屏幕驱动设计

1 引言

　　近年来，随着计算机技术、大规模集成电路和专用元器件的飞速发展，256级灰度的全彩色LED大显示屏在国内发展迅速，但是目前其显示效果并不理想：一方面，LED的发光效率受制造工艺的影响表现出固有的差异，而且这种差异还随时间发生变化，这样由大量LED组成的大屏幕显示时会出现一些随机的暗斑或亮斑，严重影响显示要求，需要采用在线的点校正消除这种影响，另一方面，现有的全彩色大屏幕一般亮度等级不足，即便采用了非线性灰度控制技术，在低亮度等级上表现色彩的能力仍然较差，显示的层次感不强，由亮度等级不足导致的另一个问题是进行γ校正不容易，从而使全彩色LED大显示屏产生一定的颜色失真。　　        TI公司的最新推出的TLC5941驱动芯片具有点校正和高亮度等级的特点，由他组成的大屏幕驱动方案一定程度上解决了上述问题，可以构成高性能的显示系统。

2 TLC5941芯片介绍

　　2.1 芯片特点

　　TLC5941共有28个引脚，是一个16通道的LED恒流驱动器，能够同时驱动16个LED，每通道最大驱动能力80mA，每个通道可以通过PWM方式根据内部亮度寄存器的值进行4096级亮度控制，内部每个通道亮度寄存器的长度是12位，另外，流动每个通道LED的驱动电路由内部6位的点校正寄存器的值进行64级控制，而且驱动电流的最大值可通过片外电阻设定。

      64级电流控制提供了LED点亮度校正的能力，4096级亮度调整则保证了即使在较低的亮度等级小，点阵中的每个点也有多达256级的灰度表示，从而红绿蓝全彩屏可有16M色的色彩表达能力，这两点对于高质量的彩色大屏幕显示是额外重要的。

　　相对于传统的彩色大屏幕显示系统，设计中利用可编程逻辑芯片（或高速CPU）集中产生PWM进行亮度控制，采用TLC5941后，由于驱动芯片TLC5941完成了PWM亮度控制，可编程逻辑芯片（或高速CPU）只需要处理缓存管理、亮度和点校正数据的输出，设计复杂度降低，而且由于PWM的亮度控制与数据串行移出无关，可以很方便地获得较高的帧频，取得很好的动态显示效果。

　　2.2 管脚功能

　　TLC5941的所有内部数据寄存器，亮度寄存器，点校正寄存器和错误状态信息都是通过串行接口存取的，最大串行时钟效率为30MHz。

　　TLC5941的串行接口方式类似于74HC595，接口部分由5根信号线组成。

　　Mode(模式信号):Mode=0是亮度信号输入模式，Mode=1点校正信号输入模式。

　　SCLK（串行时钟），在每个SCLK的上升沿，当Mode=0输入数据和输出数据移入和移出内部192位（16通道×12）的亮度串行移位寄存器，当Mode=1输入数据和输出数据移入和移出内部96（16通道×6）位的点校正串行移位寄存器。

　　SOUT:串行数据输出。

　　SIN:串行数据输入。

　　XLAT：数据锁存，在XLAT的上升沿，如果Mode=0，亮度串行移位寄存器锁存到亮度控制寄存器，随机控制亮度PWM输出，如果Mode=1，点校正串行移位寄存器锁存到点校正控制寄存器，控制电流的输出。

　　为了保障彩色大屏幕的可靠运行，TLC5941提供了每一路LED开路和过温检测的能力，管脚XERR是集电极开路输出，用于出错时报警，16个通道中无论哪个通道有错误发生，XERR就会被拉到低电平，通过查询芯片的内部状态信息，就可以知道哪一路出现故障，系统中所有TLC5941的XERR管脚可以接到一起，通过上拉电阻接到高电平，通过监控这个信号，系统可以在运行过程中进行自我诊断。

　　另外TLC5941还提供了GCLK管脚，输入一个时钟信号可以同步PWM的产生。

　　3 基于TLC5941的动态扫描驱动电路

　　本设计对象是640×480的全彩显示系统，这里只介绍他的驱动部分，整个屏由4块子屏组成，每一块子屏管理640×120象素大小的范围，都有单独的驱动电路，由于是室内屏，驱动设计采用动态1/8扫描驱动方式。驱动电路的控制由可编程逻辑器件EPM1270（Altera）实现，为了提高帧频，串行数据采用15路并行输出的方法，每路对640×8象素大小的范围进行刷新，图1中给出的是子屏驱动中单路的电路框图。

　　　　这里使用TLC5941级联组成LED点阵的列驱动，行驱动部分由74HC138和STM4953（PMOS管，4.5A）构成。

　　EPM1270芯片负责管理显示缓存，处理外部总线接口部分和维持LED点阵的动态扫描过程，EPM1270内部模块结构如图2所示。

　　　　为了防止LED动态扫描过程中对寄存器的访问与外部总线在更新显示数据时访问寄存器之间产生冲突，这里也是采用了双缓存的结构，当LED扫描过程访问的是一片存储器，暴露在总线接口的就是另一片存储器，外部接口的特定的扫描控制寄存器操作时，引起两片寄存器的交换，同时显示内容也得以更新，存储器采用两片静态RAM——IDT71V424（512k×8），EPM1270与存储器的接口低8位采用地址数据复用以节省EPM1270的I/O管脚。

      存储器中前26k开始存储的是每点的色彩信息，每象素3个字节24位表示颜色，每个字节分别对应于一个象素的红绿蓝3个象素的彩色亮度值，后256k开始存放的是经过γ校正修正后的点校正数据。

　　整屏的亮度由EPM1270扩展的亮度寄存器控制，每个TLC5941写入时，EPM1270控制先从当前象素对应的存储器空间读出每个显示单元的色素值，再与亮度寄存器值运算后得到12位的每通道TLC5941的亮度值（控制每个象素的亮度和色彩），通过并/串转换后输出，同时保持Mode=0；输出亮度后，从后256k的对应空间读取6位点校正数据，并/串转换后输出，同时保持Mode=1，这样完成了一个通道数据的输出，将一行对应所有的通道数据输出完毕后，暂停串行时钟，置Mode=0，在XLAT脚产生一个正脉冲，再置Mode=1，在XLAT脚

产生正脉冲，分别将数据锁存入TLC5941内部对应的控制寄存器中，一行数据输出完毕。

　　图3中给出具体过程。

　　4 结语

　　采用Verilog语言对EPM1270进行逻辑设计，综合后占用芯片资源的79%，利用上述设计构建的彩色大屏幕系统刷新频率达到60Hz，通过γ校正和点校正，全屏各象素点亮度均匀，层次感很强，达到了设计要求，这个基于TLC5941的全彩色大屏幕驱动方案联机屏和脱机屏都可以使用，实践证明具有良好的显示效果。

http://www.ti.com.cn/cn/lit/ug/sluu418c/sluu418c.pdf   UsingtheTPS92010EVM-592TRIACDimmable6-WLED Driver

GOOD STUDY DAY DAY UP

MSP430 在单电池供电的LED 照明中的应用

出处：ti.21dianyuan.com/.../147.html

MSP430 在单电池供电的LED 照明中的应用

丁京柱 TI MSP430 技术支持

摘 要

便携式设备常采用单节的碱性电池供电，亦称作单电池供电。而LED 是发光二极管的简称，由于其省电、寿命长和开关速度快等特点，正被广泛应用到照明领域；而部分照明设备如自行车运动爱好者的车灯、头灯以及特殊要求手电筒等又要求能够便携以便于移动，所以对系统的功耗即电池的寿命有着严格的要求。本文针对低功耗、便携以及较低系统成本LED 照明的要求，基于超低功耗单片机MSP430 以及升压转换器TPS61200，设计并完成单电池供电的LED 照明应用。

内 容

1 单电池供电的 LED 照明系统简介.....................................2

2 系统结构和总体设计方案 ...........................................2

3 硬件电路设计......................................................2

3.1 LED 驱动电路设计................................................2

3.2 基于比较器实现按键以及电池电压检测..............................4

4 系统控制流程及软件设计............................................5

4.1 记忆功能实现....................................................5

4.2 控制流程以及软件流程图..........................................5

5 总结 .............................................................6

参考文档............................................................6

图 1. 单电池供电的 LED 照明系统框图.................................2

图 2. TPS61200 典型应用电路.........................................3

图 3. 白光 LED 恒流驱动控制.........................................3

图 4. 基于比较器实现按键以及电池电压检测原理图 .....................4

图 5. 系统控制流程图 ...............................................6

1 单电池供电的 LED 照明系统简介

考虑到业界单电池供电的LED 照明系统的实际应用要求，需满足以下设计要求，

l 工作电压范围：设备供电采用常用的单节碱性电池，为0.6~1.5V。

l 低电压启动：低至0.6V 系统也能启动。

l 待机电流：超低待机功耗，待机电流<1uA

l  恒流驱动：LED 采用恒流驱动，驱动电流在48mA±2mA

l 按键控制：通过按键实现开关机、LED 照明状态和灯光闪烁示警信号状态切换等

l 记忆功能：可记忆上次关机时的状态

2 系统结构和总体设计方案

本文描述的单电池供电的LED 照明系统以TI MSP430F2011 和TI TPS61200 为主芯片。MSP430 系列单片机CPU 采用16 位精简指令集，集成了16 个通用寄存器以及常数发生器，极大的提高了代码的执行效率。提供了五种低功耗模式，可最大限度的延长手持设备的电池寿命。其数字控制振荡器(DCO)可在1us 内由低功耗模式切换到活动模式。MSP430F2011 是MSP430 系列单片机中的低引脚数单片机，其中集成了带捕获/比较功能的16 位定时器，10 个GPIO 口和一个多用途的比较器 [1]。TPS61200 是业界最低输入电压的DC/DC 升压转换器，其可在低至0.3V 的输入电压下高效工作；芯片内部集成的1.5A 开关大大简化了外部电路设计；在升压转换模式下工作效率可达90%，非常适合在便携式产品中应用。

单电池供电的LED 照明系统框图如图1 所示。为达到点亮LED 所需的导通电压，采用TPS61200 实现单节电池电压0.6~1.5V 到3.6V 的升压变换，并用以进行LED 的恒流驱动。由于MSP430 的工作电压为1.8-3.6V，所以单节干电池电压不能用于MSP430 的直接供电，若再增加一升压电路专为MSP430 供电，这将大大增加系统成本。根据系统特点以及成本考虑，可以采用MSP430 的供电电压取自TPS61200 的输出。另外，由于TPS61200 的静态电流典型值为50uA，为满足整个系统待机功耗小于1uA 的技术要求，TPS61200 在系统待机时也不能工作（即不能为MSP430 供电），否则很难达到系统的静态功耗要求。这样，系统待机时MSP430 处于断电状态。因此，如何实现MSP430F2011 供电，并使其实现整个系统控制，包括用比较器实现按键、按键开机自锁、关机状态记忆以及LED的开关控制以及节电控制等等，也是系统的设计要点。

图 1. 单电池供电的LED 照明系统框图

3 硬件电路设计

3.1 LED 驱动电路设计

对于单节电池供电的LED 照明设备，首先要选用升压芯片为LED 提供电源以保证LED 的正常导通。这里我们选用了TPS61200，其工作电压为0.3~5.5V，工作电流最大可承受1800mA，并且在升压转换中可达到90%的转化效率，完全能够满足该方案的设计要求。该照明设备选用白光LED，其导通压降典型值为3.2~3.5V，所以升压电路的升压输出值设计为3.6V。另外由于LED 的温度特性，为保证LED 的发光稳定性，必须实现LED 的恒流驱动且流过LED 的电流变化范围小于5mA，即需要设计Iled = 48mA±2mA。

图 2. TPS61200 典型应用电路

如图 2 所示的TPS61200 典型应用电路[2]，其是一种输出电压可设定的电路。输出电压VOUT 与外接电阻分压器R1 和R2 有关，如下式所示：

式中，VFB=500mV，R2 可设定为51Kohm，则可根据该公式计算出R1 值。根据我们的设计要求，LED 驱动电压VOUT=3.6V，通过上式计算可求出R1=316Kohm。但这种算法是基于实现恒压输出的。

为实现 LED 恒流驱动，即实现亮度恒定的设计要求，我们需设计电流反馈实现恒流控制。如图3 所示的电路图。参考文献3 的LED 恒流控制计算公式，[3]

电流反馈电阻RF 的取值为1.5ohm。在设定RF=1.5ohm和R2=51Kohm的条件下，计算出反馈电阻R1=373Kohm；通过实测验证及调节并按标称电阻取值，R1=374Kohm。

图 3. 白光LED 恒流驱动控制

在图 3 中，EN 端是芯片TPS61200 的使能端，用以控制TPS61200。在本设计中，EN 端接按键和MSP430 的GPIO 使能端，用以控制升压电路的开通或关闭。系统的进一步功耗控制，也是基于单片机MSP430F2011 通过对TPS61200 的使能控制来实现的。

另外，PS 端、UVLO 端接VIN，PS 端高电平表示在重负载条件下工作（此时振荡器按固定频率工作）；UVLO 接VIN，表示在VIN＜250 mV 时，使电源关闭，VOUT=0V，并锁存；VAUX 接0.1uF 接地，此电容器在启动时向其充电到一定值后开关管才导通，这样它对开关管起缓冲；即软启动的作用，能够减小内置开关的开关应力以提高可靠性。

3.2 基于比较器实现按键以及电池电压检测

前面提到MSP430 由TPS61200 的输出供电，但由于系统功耗要求，TPS61200 在待机模式下不能工作。如何通过长按按键开启系统，并能够在释放按键后系统也能正常工作？同时，该按键在系统正常工作时也能够实现LED照明状态和灯光闪烁示警信号状态切换等满足照明设备的多种应用要求。如图4 所示基于比较器实现按键以及电池电压检测原理图。系统在待机状态（关机）时，当按键被长按。Button Enable 信号端产生等同于电池输入电压的高电平信号，该信号端连接TPS61200 的使能端引脚6（可参考图3）。这样TPS61200 进入工作状态，VOUT 引脚输出3.6V，并给MSP430F2011 供电。从而使MSP430F2011 进入工作状态，程序开始运行并使P1.7 置高通过GPIOEnable 信号驱动TPS61200 的使能端并保持其一直处于工作状态。这样，按键即使被释放后，也能保证系统一直处于工作状态。

在单片机控制系统中，大部分设计是采用GPIO 实现按键。但在本文设计中由于单片机在待机状态下没有供电即单片机不能正常工作，所以按键的判断很难通过GPIO 的方式实现。这里，采用MSP430F2011 的片上的比较器来实现的。MSP430 单片机的片上比较器内部可以产生用于比较的模拟电压参考VCC、1/2VCC、1/4VCC、固定电压0.55V 等。因此本设计采用内部提供0.55V 的基准电压来实现按键的检测，根据系统工作电压的特点，当按键被按时，其最低0.6V 的输入大于内部0.55V 的基准电压，从而在比较器输出端产生高电平，实现按键的检测。特别要注意的是，这个内部基准电压会随着供电电压变化和温度变化有小范围的变化，所以软件的滤波对于按键的判断还是非常有必要的，尤其是在最低电池电压条件下。

图 4. 基于比较器实现按键以及电池电压检测原理图

对于电池供电类应用，一般需具有电池电压检测功能。如图4 所示，当检测到电池输入电压低于设定的低电压报警阈值时，单片机MSP430F2011 通过GPIO Enable 信号输出低电平至TPS61200 的EN 引脚，以关断TPS61200。考虑到MSP430F2011 的片上资源，电池电压检测电路也采用单片机片上比较器，其和按键分时复用一个比较器。

4 系统控制流程及软件设计

4.1 记忆功能实现

本文设计的照明设备有两种工作状态，LED 照明状态和灯光闪烁示警状态，通过按键短按可在两种状态之间切换。对于每个状态，MSP430 能够记录当前状态以便下次开机时进入上一次的工作状态。

反相降压—升压拓扑可调节 LED 电流 http://ti.21dianyuan.com/news/show/26.html LED 亮度控制要求有一个能够提供恒定、稳压电流的驱动器。要想达到这一目标，驱动器拓扑必须能够产生足够大的输出电压来正向偏置 LED。因此，如果输入和输出电压范围重叠时，我们又该做何选择呢？转换器有时可能需要逐渐降低输入电压，而有时可能需要升高输出电压。这种情况通常出现在那些具有大范围“脏”输入电源的应用中，例如：车载系统。这种降压/升压操作中有几种拓扑的效果较好，例如：SEPIC 或 4 开关降压—升压拓扑。这些拓扑一般都需要大量的组件，这便增加了设计的材料成本。然而，由于它们可提供正输出电压，因此人们通常也将其看作可接受的选择。但是，我们也不应忽略负输出电压转换器，它可以提供一种替代解决方案。 图 1 显示了在恒定电流结构中驱动 3 个 LED 的反相降压—升压电路的原理图。该电路拥有诸多优点。首先，它使用了一个标准降压控制器，从而最小化了成本，并有助于尽可能的系统级的重复使用。如果需要的话，可以轻松地对该电路进行改造，以使用一个集成 FET 降压控制器，或使用一个同步降压拓扑，从而获得更高的效率。这种拓扑使用的功率级组件数目与一个简易降压转换器相同，由此实现开关调节器的最低组件数，以及相对于其他拓扑的最低总体成本。由于 LED 本身的输出为光线，因此其可能与 LED 负（而非正电压）电压偏置的系统级关系不大，这就使其成为一种值得考虑的电路设计。

面向灯泡式样翻新应用的可调光LED照明驱动器

引用：http://www.21dianyuan.com/home/download.php?action=download&id=50516，第8页

datasheet:http://www.ti.com/product/tps92210
描述
TPS92210EVM是一款具有先进节能特性的自然交错功率因数校正 (PFC) LED照明驱动器控制器，用于为LED照明应用提供高效控制。TPS92210EVM能够以低廉的成本在狭小的空间里提供高功率因数、TRIAC调光、负载保护和更长的工作寿命。TPS92210EVM采用准恒定“接通”时间，从而在隔离型反激式配置中实现了单级PFC。该器件面向低功率照明应用，可以采用多种封装型式，包括单独的灯设计以及适合多种照明类型的通用PCB外形。该驱动器保持了调光器维持电流，并具有双斜率输出控制功能，以在与常见的TRIAC型相位控制调光器一起使用时改善调光线性度。通过设置，使TPS92210控制器在固定频率下运作且内部开关具有恒定的“接通”时间，用于驱动初级侧功率FET。
主要特点
• 具备PFC的AC/DC TRIAC可调光LED驱动器• 非常适合于住宅照明
• 单级（PFC和LED电流调节）
• 适合12W～25W应用
• 深度TRIAC调光能力

知识无境界啊，再来分享一个，TPS92210

(ACTIVE) 具有级联 MOSFET 的恒准时驱动器控制器，用于 LED 照明

www.ti.com.cn/.../tps92210

 

高寿命LED电源与平面变压器设计步骤2011-07-18 14:31

作者；梁晓军 leoliang（世纪电源网版主）

>系统可靠性定义及指标

>影响寿命及可靠性的因素

>高寿命电源设计原则

>平面变压器的基本原理

>平面变压器的设计方法

>平面磁芯的选用介绍

一、系统可靠性定义及指标

开关电源是各种系统的核心部分。开关电源的需求越来越大，同时对 可靠性提出了越来越高的要求。涉及系统可靠性的因素很多。目前， 人们认识上的主要误区是把可靠性完全（或基本上）归结于元器件的 可靠性和制造装配的工艺,忽略了系统设计和环境温度对可靠性的决定 性的作用。据美国海军电子实验室的统计，整机出现故障的原因和各 自所占的百分比如表1所示。

整机故障原因的统一

在业界上，通用的可靠性定义为：在规定条件下和规定的时间内，完成规定 功能的能力。此定义适用于一个系统，也适用于一台设备或一个单元。描述 这种随机事件的概率可用来作为表征开关电源可靠性的特征量和特征函数。 从而，引出可靠度[R（t）]的定义：系统在规定条件下和规定时间内，完成规 定功能的概率。如系统在开始（t=0）时有n0个元件在工作，而在时间为t时 仍有n个元件在正常工作，则可靠性R(t)=n/n0 0≤R(t) ≤1 失效率λ(t)= - dinR(t)/dt λ定义为该种产品在单位时间内的故障数，即λ=dn/dt。如失效率 λ为常数，则dn/dt=-λt n=n0e-λt R(t)=e-λt0 MTBF（平均无故障时间） =1/λ平均无故障时间（MTBF）是开关电源的一个重要指标，用来衡量开关 电源的可靠性。

从各研究机构研究成果可以看出，环境温度和负荷率对可靠性影响很大，这 两个方面对开关电源的影响很大，下面将从这两方面分析，如何设计出高可 靠的开关电源。其中：PD为使用功率；PR为额定功率主。UD为使用电压； UR为额定电压。环境温度对元器件的影响，环境温度对半导体的影响硅三 极管以PD/PR=0.5使用负荷设计，则环温度对可靠性的影响，如表2所示。

环境温度对半导体可靠性的影响

高寿命LED电源与平面变压器设计步骤2011-07-18 14:31

作者；梁晓军 leoliang（世纪电源网版主）

>系统可靠性定义及指标

>影响寿命及可靠性的因素

>高寿命电源设计原则

>平面变压器的基本原理

>平面变压器的设计方法

>平面磁芯的选用介绍

一、系统可靠性定义及指标

开关电源是各种系统的核心部分。开关电源的需求越来越大，同时对 可靠性提出了越来越高的要求。涉及系统可靠性的因素很多。目前， 人们认识上的主要误区是把可靠性完全（或基本上）归结于元器件的 可靠性和制造装配的工艺,忽略了系统设计和环境温度对可靠性的决定 性的作用。据美国海军电子实验室的统计，整机出现故障的原因和各 自所占的百分比如表1所示。

整机故障原因的统一

在业界上，通用的可靠性定义为：在规定条件下和规定的时间内，完成规定 功能的能力。此定义适用于一个系统，也适用于一台设备或一个单元。描述 这种随机事件的概率可用来作为表征开关电源可靠性的特征量和特征函数。 从而，引出可靠度[R（t）]的定义：系统在规定条件下和规定时间内，完成规 定功能的概率。如系统在开始（t=0）时有n0个元件在工作，而在时间为t时 仍有n个元件在正常工作，则可靠性R(t)=n/n0 0≤R(t) ≤1 失效率λ(t)= - dinR(t)/dt λ定义为该种产品在单位时间内的故障数，即λ=dn/dt。如失效率 λ为常数，则dn/dt=-λt n=n0e-λt R(t)=e-λt0 MTBF（平均无故障时间） =1/λ平均无故障时间（MTBF）是开关电源的一个重要指标，用来衡量开关 电源的可靠性。

从各研究机构研究成果可以看出，环境温度和负荷率对可靠性影响很大，这 两个方面对开关电源的影响很大，下面将从这两方面分析，如何设计出高可 靠的开关电源。其中：PD为使用功率；PR为额定功率主。UD为使用电压； UR为额定电压。环境温度对元器件的影响，环境温度对半导体的影响硅三 极管以PD/PR=0.5使用负荷设计，则环温度对可靠性的影响，如表2所示。

环境温度对半导体可靠性的影响

来源于: 电子工程专辑 eet-china

www.eet-china.com/ART_8800676237_628868_TA_45cf0a77.HTM

使用离线一次侧传感控制的LED照明驱动器

作者: David Dou 上网日期: 2012年10月12日  评论[ 0 ]   打印版  发送查询 订阅

关键字：LED驱动器  侧传感控制器  TPS92310  

摘要

本文将向您介绍一款使用了TI离线一次侧传感控制器TPS92310的低功耗LED照明驱动器解决方案。由于使用了恒定的导通时间反激拓扑以及一次侧传感控制，该解决方案可以实现高效率以及良好的线压和负载调节功能。就GU10替代LED灯泡而言，参考设计PMP4325具有合适的小外形尺寸（30mm×18mm×10mm），其可支持常见的AC线路输入以及3或4个LED串联输出，恒定输出电流为350mA。实验显示，就LED照明而言，该解决方案具有良好的线压和负载调节功能、高效率以及整体LED照明保护功能。

1 理论操作

1.1 TPS92310控制器

对于额定功率较低的LED照明来说，单级反激结构是一款颇具吸引力的拓扑结构。单级反激结构之所以能够广泛用于LED照明，其原因如下：

●电隔离减少了总体物料清单成本 (BOM)

●使用特殊控制架构（例如：恒定导通时间控制等）的高功率因数

●相比其他双级拓扑结构，外形尺寸更小

尽管单级反激结构用于LED照明时拥有诸多优点，但仍然有一些问题需要解决。这些问题包括：

●高功率因数

●稳定的线压和负载调节，实现一次侧回授(PSR)

●LED开路或者短路保护

TI TPS92310控制器是一种单级一次侧传感AC/DC控制器，用于驱动高亮度LED的恒定电流。它工作在零电流检测转换模式(TM)下。线压半周期内，“导通时间”(TON)几乎恒定不变。因此，它本身便具有功率因数校正(PFC)，因为主绕组的峰值电流，随输入线压曲线变化而变化。对TON进行调节，以便将LED电流调节至预设水平，而该水平由一个外部检测电阻器设置。TON同时也用于反激、升压以及降升压转换器的控制设计。这种转换器工作在转换模式下，使用固定不变的导通时间控制来达到高功率因数。另外，TON还可用于对工作在转换模式的降压转换器进行控制，其通用LED驱动器使用峰值电流控制。

一次侧检测不要求使用光耦合器和二次侧电路，因此组件数目更少，PCB解决方案也更紧凑。另外，这种控制器还拥有逐周期电流限制、输出短路保护、输出过压保护(OVP)或者开路LED保护、短路LED保护以及热关机保护等功能，而所有这些功能都为LED照明提供了保护措施。

1.2 恒定导通时间控制

在传统升压功率因数校正转换器中，恒定导通时间控制的转换模式通常用于让输入电流与输入电压保持同相，以获得高功率因数和低总谐波失真(THD)。

对于工作在转换模式下的单级反激拓扑结构来说，它并非本身固有的功率因数校正，因为占空比和频率在形状循环期间始终会不断变化。因此，在这种条件下，功率因数和总谐波失真都不理想。幸运的是，过滤模式下工作的单级反激拓扑使用固定（恒定）TON，仍然可以达到高功率因数和低总谐波失真。如图1所示，平均输入电流为一个近似正弦波，且其相位与输入电压相同。

图1:TON和TOFF期间电流波形

详细全文请见附件pdf文挡：使用离线一次侧传感控制的LED照明驱动器

作者：David Dou

德州仪器 (TI)，中国电源参考设计

120W非隔离AC/DC LED电源2011-07-18 17:07

这个项目刚刚启动，目前还处于PCB布板阶段。

主要的亮点有下面几个：

1。非隔离电路应用于LED路灯与隧道灯；

2。无传统有源PFC电路的电压外环；

PMP4264_REVA.pdf

因为马上要做板了，最好是有问题在原理图阶段就改正过来，谢谢！

其实这是我第一次做非隔离的LED驱动电源，以前还老以为LED驱动一定得是隔离的，可是市场就是王道啊！其实也有道理，因为这个电源是在电线杆上的，那么高，谁那么无聊拆开外壳，然后还把手伸进去呀！

问；

其实非隔离不是应用的问题，而是结构配合的问题，并不是高摸不到就可以过安规。

对了，这个电路恒流不会很准吧？应该会在15％-20％左右吧。

这个电源做开关机测试时，可能还要处理一下。

答；

其实问题就在这里，我不清楚LED灯的安规，但是好象也找不到相关的国际标准。兄弟如果手头上有，可否共享一下？

恒充的精度我想控制在10%以内，主要是由电流采样、分压电阻、及芯片内部的参考电压源确定，倒是简单计算了一把。

你认为开关机需要妥善处理，是基于没有电压外环而可能导致开关机的电压过冲吗？如果是这样，电路中倒是有几个器件就是考虑这一点而设置的。

问；

我做LED8年了，说老实话，我不建议这样做，危险性非常大，特别是做路灯这样需要全金属化散热的LED应用产品，是非常危险的！

不管是哪个国家的灯具安规均规定了AC输入端和外壳间的绝缘耐压，这是IEC里的相关规定，AC220V输入的一般在3850VAC左右，耐压一分钟，漏电小于10mA，而LED产品为了散热要求是直接把器件与外壳都是全金属连接的，即使中间有绝缘层，但在3850V下依然会击穿！

所以若只是小功率的产品，放在塑胶件里的，可以做成非隔离，或是通过结构去避开，但LED路灯这样的产品，非隔离基本上过安规的可能性小之又小，传统路灯因为接口进去是陶瓷结构加上有较大的爬电距离，并且不考虑散热，所以很轻易可以做得到，而LED的产品.....

没有办法，特别是你将输出电压升至300-400VDC......怕怕，又怕怕，LED器件结构非常微小，这么高的时候很容易击穿电气联接中绝缘薄弱的部分！

hotao jiang 说：

知识无境界啊，再来分享一个，TPS92210

(ACTIVE) 具有级联 MOSFET 的恒准时驱动器控制器，用于 LED 照明

www.ti.com.cn/.../tps92210

 

 

 

 

 

 

 

 

MSP430 在单电池供电的LED 照明中的应用

2012-03-15 14:42

LLC LED 驱动器简化设计

2012-03-15 14:19

TI TPS61165 多个高亮LED解决方案

中型尺寸的LCD背光源

引用：http://www.21dianyuan.com/home/download.php?action=download&id=50516，第60页。

datasheet：http://www.ti.com/product/tps61165

TPS61165
描述
TPS6 116 5 具备4 0V的集成型开关FET，是一款可驱动多达10个串联LED的升压型转换器。该升压转换器允许采用普通照明领域的高亮度LED，固定运行频率为1.2MHz，开关电流限值为1.2A。
如下列典型的应用原理图所示，采用外部检测电阻器RSET可设置默认的白光LED (WLED) 电流，而且可将反馈电压稳定在200mV。LED的电流能够通过单线式数字接口（EasyScale™协议）由CTRL引脚控制。此外，还可以在CTRL引脚上施加PWM信号，以便由占空比来确定反馈基准电压。无论是数字还是PWM模式，TPS61160/1都不会在猝发状态下提供LED电流，因而也就不会在输出电容器上产生音频噪声。在开路LED保护情况下，TPS61165具备的集成型电路系统可以
防止输出超过绝对最大额定值。TPS61165采用带散热焊盘的2mm x2mm QFN封装，这种封装的占用空间非常小。

主要特点
• 升压转换器用于实现高效率
• 40V集成型电源开关
• 可驱动多达10个LED
• 低Vref用于实现高效率
• 单线式数字接口
• PWM调光
• 无音频噪声

典型应用原理图：

保护LED电源电路的若干方法介绍

2011-07-18 14:44

线性匹配独立电流源与传统白光 LED 驱动器解决方案之间的对比

出处：http://ti.21dianyuan.com/news/show/30.html

线性匹配独立电流源与传统白光 LED 驱动器解决方案之间的对比

2011-07-14 16:04

分享一下，共同学习

1）非隔离方案：

推荐使用：开关管Q可以选用华晶CS730/CS740、CS820/CS830/CS840等型号MOSFET。

2）隔离方案：

推荐使用：开关管Q可选用华晶CS1N60、CS2N60、CS4N60、CS6N60等型号的MOSFET。

驱动高功率 LED 照明应用的一种新方法

在诸如路灯、高棚灯体育场照明以及其他许多高功率照明应用中，其发展正转向使用 LED 作为光源的固态照明。这是因为其更高能效和更低维护频率的价值定位，而这两个因素也证明了这种转换的合理性。

在此类高功率照明应用中，人们考虑使用各种各样的方法来驱动这些照明灯。本文中，我们将讨论一种新的拓扑，它以更高的效率和更低的系统成本驱动多个 LED 串而著称。

要想充分地了解这种拓扑的优点，我们就必须首先研究现在考虑使用或者已经在低功率 LED 应用中取得较好效果的各种方法。

一种简单的方法是，使用一个能够将电源电压转换为 DC 输出电压（例如：12 伏或 24 伏）的电源；然后，让并联 LED 串在这个电源下工作，并在每个串中使用电阻器来调节电流。这是一种低成本的方法。但是，当今的高亮度 LED 可消耗超过 350mA 的电流，因此这种方法的损耗极大。它的效率较低，而且电流调节效果较差，而这又会使串与串之间的光线差异极为明显。

要改进这种方法，需用线性稳压器取代电阻器，从而改善所有串的光线输出一致性。但是这样做仅有这一个好处，而在效率或功耗方面并没有明显的改善。降低功耗对于最大化 LED 使用寿命来说非常重要。这两种方法中，无论是将电阻器还是线性稳压器用作固定热源，都会极大地缩短 LED 的使用寿命。

另一种同样非常简单的方法是制作一个长长的单一串联串，使用一个能够产生高压 DC 恒定电流源的单电源。这种方法的高压工作将其置于 60VDC 或 42V RMS 安全超低压 (SELV) 电平以上。它将照明设备或附件与安全机构许可过程绑定，并极大地降低了将相同电气设计运用到其他应用中的灵活性。

单串方法的另外一个考虑因素是可靠性。如果只有一个 LED 开启，那么您就要释放整个照明设备的光线输出。虽然有一些方法可以控制每一个 LED 开启，例如：加装许多消弧电路 (crowbar) 或器件等，但是这会增加灯具的成本和复杂性。

高功率 LED 照明应用中最为常用的方法是，使用具有开关稳压器电流调节的多串架构。这样，一个主电源就将 AC 电源转换为一个 DC 总线电压，其一般在 SELV 电平以下。然后，该总线为并联 LED 串供电，其每一个串都拥有一个降压转换器（最为常见）或升压转换器。为了简单起见，我们将会把我们的分析仅局限于降压转换器，因为在成本和组件数目方面它都与升压转换器非常类似。

例如，图 1 显示的是低成本简易降压稳压器电路。它由一个 PWM 控制器、电感、MOSFET、二极管以及少量的电阻和电容组成。如果要求更高的效率，则您可以用一个 MOSFET 代替二极管，并使用一个能够实现同步降压运行的 PWM 控制器。

图 2 显示的是一个利用降压稳压器进行电流调节的高功率、多串照明应用的各个子系统模块。

AC 电源输入经过整流，供给一个功率因数校正 (PFC) 升压电路，其 PFC 会产生一个 400V 的高压，从而向下游隔离 DC/DC 转换器提供输入。之后，该 DC/DC 转换器输出被用于产生一个低压总线（一般为 12V 或 24V 范围），从而向经过降压调节的 LED 串供电。

这种方法拥有较高的效率，也是最小 LED 串的理想选择。但是，对于那些具有 4 个或更多串的高功率应用来说，组件数量和成本都会有所增加。就电子组件厂商和供应链来说，可能会有可观的销售。然而，对于照明设备厂商及其用户来说，高成本并不利于产品的广泛使用。固态照明的长期稳定发展需要的是低成本驱动电路，它可以让这个市场成型并顺利发展。

图 3 显示的是一个串联输入多并联 LED (SIMPLE) 驱动器。它是一种高性价比的多 LED 串驱动方法。除 PFC 外，它是一种两级方法，包括一个反向恒定电流降压稳压器和一个下游 DC/DC 变压器电路。它极为高效，具有优异的串电流调节功能，并且（最为重要的是）还是一个低成本的方法。它本身还可以具有为每个串加装的单无源作用硅芯片控制的整流器 (SCR) 消弧电路冗余。如果一个 LED 或串开启，它不会释放其余串。

在我们深入研究其运行情况之前，让我们首先对那些使用 SIMPLE 驱动多变压器方法时突出的问题进行一些讨论。首先，我们要注意，这是一种电隔离设计，其二次侧输出电压可设计在 SELV 电平以下。当输出电压保持在 SELV 电平以下时，其就消除了让照明设备与电源结合的要求，并且互连获得了安全机构的许可。让输出保持在这些电平以下，增加了其本身的灵活性，从而使各种灯具可以满足许多其他照明应用的要求。电源仍然要求安全许可，正如本文中讨论的所有离线解决方案一样，但是灯具却不需要。

另外，从散热管理的角度来看，这种隔离设计则更加理想，因为没有了对 LED 接近性或接触金属附件的诸多限制。另一个显著的特点是，它不要求输出端反馈。这就去除了光电或其他安全规定的隔离反馈器件。最后，我们来看这种二次侧的简易性。它只有很少的无源组件，并且没有偏置电源、有源组件或任何种类的控件。

谈及运行，SIMPLE 驱动器拥有优于 1% 的极好的串电流匹配。它具有可获得高效率的谐振运行，并且随着串数量的增加其性价比也会更高。

概述

PFC电路的输出为反向降压电路的输入。反向降压经过配置，产生一个恒定电流输出。这种电流下，系统闭环位于附近。它产生的电流输出向下游供给 DC/DC 变压器电路，而该电路由一个半桥接控制器、两个 MOSFET、电容 C1 和 电容 C2 以及一些变压器组成。之后，该电流经过半桥接 MOSFET 开关，到达串联变压器的一次侧。电容 C1 和 C2 服务于许多功能。它们可用于为半桥接建立一个分压器，同时它们还是谐振电路的组成组件，也是 DC 阻断电容，这有助于防止变压器饱和。

谐振运行允许 MOSFET 开关以零电压开关 (ZVS) 进行开关运行。这就降低了开关损耗，并强制输出二极管至零电流开关 (ZCS)，从而有助于效率最大化。

现已转换为 AC 电流的 DC 电流通过所有串联变压器的一次侧前后谐振。可串联放置的变压器一次侧数目十分灵活，因为可以选择绕组比来支持许多变压器或 LED 串。计算匝数比需要考虑的是串数，这是由于其规定了变压器的数目以及每个串的正向电压。

设计考虑因素

要获得功率转换的最高可达效率，目标就是尽可能地处理最少的功率。要达到这个目的，我们需要尽可能地接近输入电压来工作。由于大多数高功率照明应用都支持有源 PFC 的使用，为了简单起见，我们将只把它看作是功能模块，并给其输出分配一些典型值。

由于大多数有源 PFC 电路都起到一个升压转换器的作用，因此 PFC 输出电压的设定必须要高于最高 AC 线压的峰值。85 – 265VAC 一般输入范围时，其为大约 375V。增加一些动态范围上限，以获得裕度和容差，这时 400V 便为一个典型的设定值。要确保下游降压拥有 PFC 输出变化的较多动态范围上限，就需要增加稍多的裕度，以适应约 40V 的纹波。这就使我们的反向降压最小输入运行点为大约 360V。

为保证降压输出具有一定的顺从电压，以让其能够正常地工作，这就需要也给它一定的动态范围上限，并将其输出范围限定在 280V。

既然我们都了解我们的各个边界，那么就让我们来看看如何通过降压和变压器匝比来计算恒定电流值的一个设计实例。

在本例中，我们使用了两个变压器来驱动四个 LED 串，其电流为 1A。每个串都拥有十只高功率 LED。

假设：LED 正向电压 Vf  = 3.5V，且一个串电压=35V

由于我们将 DC 降压的输出工作点设定在 280V，因此它现在作为 DC/DC 变压器电路的输入。这就意味着，施加于串联一次侧的电压将为电容分压器（由 C1 和 C2 组成）电压的 1/2，从而在串联一次侧布局上获得 140V 的电压。

现在，匝数比的计算就变得十分容易了，如方程式 1 所示：

每个变压器的一次侧电压 (VP) =桥接电压/变压器数=140V/2=70V

其中：

NP = 一次侧匝数

NS =二次侧匝数

VS =二次侧或 LED 串电压

VP =每个一次绕组两端的电压

要计算反向降压的电流输出设定值，其中每个变压器驱动两个 LED 串，首先必须认识到交替半周期中每个变压器中只有一个串在导电。这就是说，在睡眠期间维持 LED 导电而必须向导电串提供的电流必须是 LED 电流的两倍。理想 LED 电流为 1A 的这种情况下，每半个周期向 LED 和滤波器电容提供的电流为 2A。

要计算降压稳压器，设定电流值 (ISet) 如方程式 2 所示：

（方程式 2）

结论

正如您所见，确定变压器要求是一件非常简单的事情，同时使得 SIMPLE 驱动成为能够满足许多不同照明应用的一种极为灵活的解决方案。如果您想要让 SIMPLE 驱动成为您众多 LED 照明应用模块方法的一部分，您需要考虑上游功率级，例如：半桥中的功率处理组件、反向降压和 PFC 等，因为必须调整它们的大小来应对您希望驱动器满足的最高功率级。

www.21dianyuan.com/.../news.php（待续）

进入二十一世纪，能源消耗日益成为整个人类社会关注的焦点。出于对于照明的基本需求，如何更有效的利用各种能源产生更多的照明，成为探索新的照明技术的巨大驱动力。从原始的燃料照明到白炽灯，从荧光灯到各种发光材料的探索，催生出LED照明技术。在如今社会，各种媒体设备照明环境需求的差异化，进一步促进了人类探索如何利用各种高亮度LED进行照明。LED在照明方面的应用已经吸引广泛关注。

　　LED基本原理及性能特点

　　首先我们来介绍一下LED的基本原理以及性能特点。LED的基本结构是一块电致发光的半导体材料，置于一个有引线的架子上，然后四周用环氧树脂密封，起到保护内部芯线的作用，所以LED的抗震性能好。发光二极管的核心部分是由p型半导体和n型半导体组成的晶片，在p型半导体和n型半导体之间有一个过渡层，称为PN结。在某些半导体材料的PN结中，注入的少数载流子与多数载流子复合时会把多余的能量以光的形式释放出来，从而把电能直接转换为光能。PN结加反向电压，少数载流子难以注入，故不发光。当它处于正向工作状态时(即两端加上正向电压)，电流从LED阳极流向阴极时，半导体晶体就发出从紫外到红外不同颜色的光线，光的强弱与电流有关。

　　LED光源具有以下特点：
1.电压：LED正向导通工作电压较低，可以使用低压电源驱动，供电电压根据最终产品不同而异，是一个比较安全的照明设备，特别适用于公共场所。
2.效能：同等照度的情况下消耗能量较同光效的白炽灯减少80%。
3.适用性：每个单元LED小片是3-5mm的正方形，所以可以制备成各种形状的器件，并且适合于易变的环境。
4.稳定性：通常为10万小时，光衰为初始的50%。
5.响应时间：其白炽灯的响应时间为毫秒级，LED灯的响应时间为纳秒级。
6.对环境污染：无有害金属汞。
7.颜色：LED的发光颜色和发光效率与制作LED的材料和工艺有关，目前有红、绿、蓝三种基本颜色。
8.价格：与白炽灯相比，LED的价格较高，几只LED的价格就可以与一只白炽灯的价格相当，不过随着技术工艺的进步，可以逐步提升性价比。

　　LED驱动方案

　　LED自问世以来，就得到人们的极大关注，LED驱动器件和驱动方式不断更新以便更加有效地驱动LED为人类照明。从早期的DC/DC开关电源到电荷泵，以及追求成本的低边驱动和LDO,人们在不同的应用情况下选用不同的驱动线路，作为市场关注的热点，便携产品的显示背光是LED背光应用的主要市场，下文将针对便携产品的背光显示，介绍当前几种常见的LED驱动方案。

　　1. Step-UP DC/DC开关电源实现LED驱动

　　该方案主要的特点在于：输入电压较低，甚至低至0.7V(单节干电池)，从技术发展的角度看，串联型驱动出现的比较早，技术上也比较成熟，效率较高。典型的应用线路如图1所示。

 
图1：Step-UP DC/DC 开关电源实现LED驱动的典型应用线路。

　　对于这种应用方式，早期的驱动芯片主要采用电流反馈方式，按照VFB/Rb来确定LED的电流，DC/DC反馈电压VFB一般在1.2V左右，这限制了有效效率的进一步提升，本身DC/DC的效率在80%左右，在这种应用情况下，实际效率降低的更多，而随着技术的提高，降低VFB电压到0.1V以内，可以将有效效率提升到85%以上，尤其在驱动2-3颗灯的应用状态下。该方案的优缺点如下：

　　优点：技术成熟，成本相对较低，通过一些新的技术革新，例如图1所示的过压保护功能，或者采用电压电流反馈共同作用，可以得到较高的亮度一致性以及较高的安全系数，尤其以大尺寸屏幕显示的背光应用居多。由于需要较多的LED实现屏幕背光，因而亮度的一致性和均匀性是必须面对的挑战。

　　缺点：本身电感的应用，限制了线路的尺寸以及高度，并且带来工程设计人员不愿意面对的问题-EMI处理，尤其在靠近射频部分，需要针对干扰做专门的处理，否则会导致射频接收灵敏度降低，甚至带来音频部分的干扰，例如音频输出电流干扰声。另外，在这种应用情况下，如果一个LED发生故障就会导致整串LED失效，这是人们不愿意看到的结果。

　　2. 电容式电荷泵驱动模式

　　这是一种比较新的驱动方式。简单来说电容式电荷泵通过开关阵列和振荡器、逻辑电路、比较控制器实现电压提升，采用电容器来贮存能量。因工作于较高频率，可使用小型陶瓷电容器(1μF)，占用空间最小，使用成本较低。电荷泵有两种工作模式，恒压模式，恒流模式。

　　1)恒压模式电荷泵。圣邦微电子的SGM3110就是采用恒压模式的电荷泵，由于恒压模式电荷泵的工作特性，本身具有高开关频率以及大峰值的瞬态电流，因而需要工程师在PCB布板部分额外注意，一般要求外围的电容尽可能靠近器件本身，外围布线要尽量短，本身需要周围的PCB地尽可能大，外围电容也要尽量直接接到SGM3110的地上，如果布线限制，则可以通过大的PCB过孔以及多个过孔来实现良好接地。

　　效率计算方法：η=Iout*Vout/Iin*Vin

　　　由于器件本身存在开关损耗以及电容漏电，因而实际效率要比该值低一些，这跟生产厂家的工艺技术有关。采用这种LED驱动模式的优点在于，可以简化外围线路、降低产品成本。尤其在小尺寸屏的情况下，1-2个LED做屏幕背光；或者用做闪光灯驱动，在100mS内达到250mA电流的输出；或者是简单的DC/DC 5V升压简化版本，替代电感DC/DC升压，降低成本以及产品EMI问题。缺点在于只有简单的两倍升压模式，效率较低，大多数时间效率低于70%，实际利用效率更低，其中有相当一部分消耗在限流电阻上。在驱动多个LED的时候，背光一致性完全依赖于LED以及限流电阻的精度。

　　2)恒流模式电荷泵。为了进一步提升LED驱动的效率，圣邦微电子在2008年第二季度推出带有1X、1.5X、2X升压的恒流模式电荷泵SGM3123，对于恒流模式的电荷泵来讲，通过内部的逻辑控制来实现对每一路LED实现均流，使LED的亮度保持相等，与此同时，尽可能地提高LED的驱动效率。

　　在这种应用中，通过电流镜像控制技术使LED的亮度一致性得到保持，每一路的LED电流误差不超过2%，并且1X、1.5X升压模式使驱动LED的效率得到兼顾，LED在大部分工作时间内，驱动效率可以保证在80%以上。典型应用线路如图2所示。

 
图2：恒流模式电荷泵SGM3123的典型应用线路。

　　利用不同的阻值来设置LED输出电流：ILED=Gain*VIset/RIset。不同厂家Gain系数不同。人们在对电荷泵技术革新的同时，也发现利用它驱动LED相对于DC/DC的一系列优点,降低成本，缩小驱动板的尺寸，避免EMI干扰。

　　3. 对于成本及性能的追求，也存在着一系列其他的驱动方式例如低边LED驱动。相比较恒流模式的电荷泵，仅缺少电荷泵升压，对于电流的恒流处理部分则相同。成本与电流模式电荷泵比相对较低。缺点在于，纯线性处理，当电池电压降到较低，例如3.6V，在突发大负载的情况下：手机接打电话或者拍照，MP3播放音乐，MP4播放影片，会造成电压波动，电压会下降0.1~0.2V，那么在系统电压会瞬间降到3.4V甚至更低，不能保证LED的正常亮度，存在屏幕亮度明显变化的缺陷。

 
圣邦微电子已获得广泛应用的LED驱动芯片产品。

4. 成本的压力促使采用更低成本的LDO来做系统背光。用LDO作LED驱动与上述方案比较，除了成本较低，无论是电压模式电荷泵SGM3110驱动3个以上LED会存在亮度不均匀的缺点，还有低边驱动电压不稳导致亮度变化的缺点都存在。

作为一家专注于高性能、高品质模拟/混合信号集成电路研发、生产和销售的半导体公司，圣邦微电子目前瞄准下一代多媒体显示技术，在不久的将来会开发出越来越多适应市场应用需求的产品，例如7通道DC/DC，多路PMU，单路DC/DC开关电源以及各种LED驱动(DC/DC、电荷泵、低边驱动)。

目前圣邦微电子已有10个系列200多种产品，可广泛应用于手机、DVD、数码相机、笔记本电脑、汽车电子、工业自动控制、医疗仪器、液晶显示和军工国防等众多领域。圣邦拥有先进的品质保证体系，已于2004年通过ISO9001认证，全部产品都符合RoHS规范。

作者：吕亮
产品线经理
圣邦微电子公司

LED路灯电源的设计

2011-07-18 17:12

TI 很给力，支持！

分享：开路 LED 故障简单保护电路的工作原理（来自TI在线社区，作者：John Betten，德州仪器 (TI) 应用工程师）

要想保证 LED 串的亮度恒定，其驱动电流必须是可调节的。人们通常使用升压转换器将电压电平升压至足够高的水平，以使 LED 偏置并导通。调节 LED 串电流的典型方法是增加一个与 LED 串联的检测电阻器并将其两端的电压作为 脉宽调制 (PWM) 控制器的反馈输入。如果串联 LED 中某个 LED 或某段导线发生故障，则电路就会呈开路负载的状况。

在这种情况下，电流检测电阻两端的电压下降到零。当通过增加 PWM 导通时间来提升输出电压失败的时候，控制电路响应将尝试增加 LED 电流。在大多数情况下，输出电压会急剧飙升，直到输出电容、二极管和/或功率 FET 过应力并被损毁。使用图 1 所示的简单的过压保护电路就可以避免出现这种情况。

图 1 一个简单的 LED 驱动器过压保护电路

该升压电路通过电阻 R14 测量 LED 电流并实施电流模式控制。该电路把输出电压提升到 30V 以上，以 0.35A 的调节电流驱动 10 个 LED。设计人员常常会添加串联电阻 R9 并利用它来测量并验证反馈环路的稳定性。在实际应用中，可能会用零欧姆电阻替代这个电阻。图中给出的开路保护电路采用了 R9，它与齐纳二极管 D2 一起提供了更多的功能。

在正常工作情况中，LED 电流取决于 0.26V 的 PWM 控制器内部参考电压除以 R14 电阻的值。由于 R14 两端的压降在正常工作条件下将一直保持在 0.26V，因此在 R5 和 R9 串联电阻的两端没有压降。R5 与 R9 之和将用来设定环路增益而不影响输出电流调整点。D2 这时没有导通，因为它被有意设置为比正常输出电压高 20%。

当开路 LED 发生故障时，D2、R9 和 R14 成为输出两端的负载。控制器会迫使输出电压升高，直到输出电压达到约 36V 为止。D2 开始导通，使电流通过 R9 和 R14 流向接地，从而把 TP1 上的感应电压提升到 0.26V。这就向控制器提供了一个必不可少的反馈电压。输出调整到 36V 左右，源电流等于 0.26V除以 51 欧姆（约等于 5mA）。这使 D2 上的功率降至最低。如果将 D2 直接接到 LED 串的两端，在开路期间的总输出电流将流经 D2，如果 D2 无力承受这样大的功率则会立即被烧毁。

图 2 显示了断路测试时的 LED 电流和升压转换器的输出电压。LED 电流立即从 0.35A 下降到 0A，继而输出电压升高。齐纳二极管一旦达到 36V 的钳位电压，齐纳电流随即产生，调节过程也重新确立，输出电压将保持在 36V。由于控制环路的响应时间问题，在转换期间输出电压会出现轻微的过冲。

图 2 开路 LED 测试提供了一个受控的输出电压

文章来自百度文库~~~~~~~~~~~~~~~~~

原网址：http://wenku.baidu.com/view/9b85d13987c24028915fc301.html

19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for
T8/T10 Fluorescent Lamp Replacement
Reference Design
Literature Number: SLUU500
April 2011
用于T8/T10荧光灯替代方案的19W单级AC/DC
LED驱动器参考设计
文献编号：ZHCU017
2011年4月
2 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 ZHCU017——2011年4月
Reference Design
SLUU500–April 2011
19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10
Fluorescent Lamp Replacement
1 Introduction
This reference design, PMP4301, is a single-stage power factor corrected LED driver using Texas
Instrument’s UCC28810 LED lighting power controller. The LED application focuses on fluorescent tube
replacement lamp and wall-wash LED lighting with a small form factor, width less than 18 mm and height
less than 11 mm, which can be inserted into tube 8 or tube 10 (T8/T10) designs directly. The driver can
work with universal AC line input from 90 VRMS to 265 VRMS and provide a 450-mA constant current, at up
to 42 VDC to drive a string with typically 12 LEDs in series.
2 Description
Based on the UCC28810 LED lighting power controller, this LED lighting driver reference design is
capable of providing high power factor, output-load over-voltage protection, output-load short circuit
protection, and open-loop protection, all with auto-recovery, along with long life, low profile, and low cost
list of materials. The driver employs a single-stage PFC isolated flyback topology working in critical, or
transition, mode. The power converter is designed to be used with T8/T10 isolated LED lamps with form
factor and high efficiency. It can be packaged inside or outside the LED lighting housing.
2.1 Typical Applications
• T8/T10 Fluorescent Lamp Replacement
• Wall-Wash LED Lamp
• General LED Lighting
2.2 Features
• Universal Input Voltage Operation
• Single-Stage With Power Factor Correction
• Isolated Flyback Topology
• Constant Current Output for LED Lighting
• Integrated Protection for Output Short Circuit, Open Loop, and Output Over Voltage
• Low Height(<11 mm) With Form Factor for Fluorescent Lamp Replacement
• Critical Mode Operation With Valley Voltage Switching for High Efficiency
2 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp SLUU500–April 2011
Replacement Submit Documentation Feedback
© 2011, Texas Instruments Incorporated
Reference Design
SLUU500–April 2011
19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10
Fluorescent Lamp Replacement
1 Introduction
This reference design, PMP4301, is a single-stage power factor corrected LED driver using Texas
Instrument’s UCC28810 LED lighting power controller. The LED application focuses on fluorescent tube
replacement lamp and wall-wash LED lighting with a small form factor, width less than 18 mm and height
less than 11 mm, which can be inserted into tube 8 or tube 10 (T8/T10) designs directly. The driver can
work with universal AC line input from 90 VRMS to 265 VRMS and provide a 450-mA constant current, at up
to 42 VDC to drive a string with typically 12 LEDs in series.
2 Description
Based on the UCC28810 LED lighting power controller, this LED lighting driver reference design is
capable of providing high power factor, output-load over-voltage protection, output-load short circuit
protection, and open-loop protection, all with auto-recovery, along with long life, low profile, and low cost
list of materials. The driver employs a single-stage PFC isolated flyback topology working in critical, or
transition, mode. The power converter is designed to be used with T8/T10 isolated LED lamps with form
factor and high efficiency. It can be packaged inside or outside the LED lighting housing.
2.1 Typical Applications
• T8/T10 Fluorescent Lamp Replacement
• Wall-Wash LED Lamp
• General LED Lighting
2.2 Features
• Universal Input Voltage Operation
• Single-Stage With Power Factor Correction
• Isolated Flyback Topology
• Constant Current Output for LED Lighting
• Integrated Protection for Output Short Circuit, Open Loop, and Output Over Voltage
• Low Height(<11 mm) With Form Factor for Fluorescent Lamp Replacement
• Critical Mode Operation With Valley Voltage Switching for High Efficiency
2 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp SLUU500–April 2011
Replacement Submit Documentation Feedback
© 2011, Texas Instruments Incorporated
参考设计
ZHCU017——2011年4月
用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED
驱动器电源
1 引言
本参考设计 (PMP4301) 是一款采用德州仪器的UCC28810LED 照明电源控制器的单级功率因数校正LED
驱动器。该LED应用专注于荧光管替代型照明灯及LED墙面泛光照明，其外形小巧（宽度<18mm，高度
<11mm），可以直接插入25.4mm或31.8mm直径灯管 (T8/T10)中。该驱动器可采用通用的90 VRMS至265
VRMS AC线路输入，并在高达42 VDC的电压条件下提供一个450mA恒定电流，以驱动一个通常含有12个串
联LED的LED串。
2 说明
本LED照明驱动器参考设计基于UCC28810 LED照明电源控制器，能够提供高功率因数、输出负载过压保护、
输出负载短路保护和开环保护功能（均拥有自动恢复能力），以及长寿命、扁平和低材料清单成本等特性。
这款驱动器采用单端反激PFC拓扑结构，可工作于临界模式。此变换器专为小外形和高效率的T8/T10隔离式
LED灯而设计。它既可以封装在LED照明灯的外壳之内，亦可置于其外部。
2.1 典型应用
• T8/T10荧光灯替代方案
• LED墙面泛光灯
• 通用LED照明
2.2 特性
• 通用输入电压下工作
• 单级功率因数校正
• 隔离型反激式拓扑结构
• 用于LED照明的恒定电流输出
• 提供了针对输出短路、开环和输出过压的集成型保护功能电路
• 扁平 (高度<11mm) 并具有适合荧光灯替代方案的物理尺寸和形状
• 运用谷底开关的临界模式，可实现高效率。
www.ti.com Electrical Performance Specifications
3 Electrical Performance Specifications
Table 1. PMP4301 Electrical Performance Specifications
PARAMETER TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
Input Characteristics
Voltage range 90 265 VRMS
Power Factor VIN = 230 VAC, output current = 450 mA 0.956
THD 13.5%
Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output current = 450 mA 30 39 42 V
Output load current, IOUT 450 mA
Output current ripple VOUT = 39 V, IOUT = 450 mA, VIN = 230 VAC 106 mAPP
Systems Characteristics
Efficiency 87.7%
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 3
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
www.ti.com.cn
ZHCU017——2011年4月 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 3
电性能规格
3 电性能规格
表1：PMP4301电性能规格
参数测试条件最小值典型值最大值单位
输入特性
电压范围90 265 VRMS
功率因数VIN = 230 VAC，输出电流 = 450mA 0.956
THD（总谐波失真） 13.5%
输出特性
输出电压，VOUT 输出电流 = 450 mA 30 39 42 V
输出负载电流，IOUT 450 mA
输出电流纹波VOUT = 39 V, IOUT = 450 mA, VIN = 230 VAC 106 mAPP
系统特性
效率87.7%
www.ti.com 3 Electrical Performance PARAMETER Input Characteristics
Voltage range Power Factor THD Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output load current, IOUT Output current ripple Systems Characteristics
Efficiency SLUU500–April 2011 Submit Documentation Feedback www.ti.com.cn
4 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 ZHCU017——2011年4月
4 原理图
+
+
+
VSNS
EAOUT
VINS
ISNS TZE
GND
GDRV
VDD
Schematic www.ti.com
Schematic
Figure 1. PMP4301 Reference Schematic
4 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp SLUU500–April 2011
Replacement Submit Documentation Feedback
© 2011, Texas Instruments Incorporated
图1：PMP4301参考原理图
原理图
www.ti.com Electrical Performance Specifications
3 Electrical Performance Specifications
Table 1. PMP4301 Electrical Performance Specifications
PARAMETER TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
Input Characteristics
Voltage range 90 265 VRMS
Power Factor VIN = 230 VAC, output current = 450 mA 0.956
THD 13.5%
Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output current = 450 mA 30 39 42 V
Output load current, IOUT 450 mA
Output current ripple VOUT = 39 V, IOUT = 450 mA, VIN = 230 VAC 106 mAPP
Systems Characteristics
Efficiency 87.7%
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 3
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
www.ti.com.cn
ZHCU017——2011年4月 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 5
3 工作原理
工作原理
5.1 单端反激PFC变换器
该单级功率因数校正变换器为隔离型反激式AC/DC拓扑结构，将AC输入电压整流为一个DC输出，并将输入电
流保持为正弦波。单端反激PFC拓扑结构能实现高功率因数，并具有极少的元器件数目、高可靠性和低成本
（无需使用一个大尺寸的450VDC体电容器 [bulk capacitor]），因此被广泛地用作隔离式LED驱动器解决方案
单级PFC变换器在次级输出端上采用恒定电流检测，能以恒定导通时间和可变频率模式工作，从而提供一个
恒定的输出电流和高功率因数，以适合LED照明应用的需要。
如图2所示，AC电压VIN通过输入整流桥进行整流，产生一个作为单级反激式PFC输入电压的半正弦波电压。
图2中示出的一个小电容 (CBULK) 和一个差分电感 (L) 连接至整流桥的输出端。CBULK与L构成了差分低通滤
波器。该滤波器能够对高频开关纹波电流进行滤波，并改善输入功率因数。此电容电压跟随AC输入电压。然
而，半正弦波电压 (VBULK) 的过零畸变是由CBULK产生的，太大的容值会导致输入功率因数在高压输入时降
低。为避免发生这种状况，CBULK的电容值必须很小。我们需要根据输入功率因数和过零畸变等因素来确定
CBULK。作为一款具有高功率因数的LED照明驱动器控制器，UCC28810可通过改变频率，并利用输入电压
检测和变压器零能量检测进行控制。使初级侧的电流工作于临界导通模式以获得高功率因数。
VIN
L
CBULK
1
4
3
2
VSENSE
EAOUT
VINS
ISENSE
8
5
6
7
VDD
GDRV
GND
TZE
+
+
Lightly filtered Vbulk
for PFC application
Input
current
Variable frequency drive current
Bias
LED
current
sense
www.ti.com Theory of Operation
5 Theory of Operation
5.1 Single-Stage Flyback Converter With Power Factor Correction
This single-stage power factor corrected converter is an isolated flyback AC/DC topology that rectifies the
AC input line to a DC output with an input sinusoidal current. The single-stage flyback topology is widely
used as an isolated LED driver solution because it achieves high power factor with low component count,
high reliability, and low cost without a large size 450-VDC bulk capacitor. With constant-current sensing on
the secondary output side, a single-stage flyback converter can operate with constant on-time and variable
frequency modes to achieve a tightly regulated output current and high power factor for LED lighting
applications.
Figure 2. Input Current Tracks Input Voltage
(Variable frequency control flyback using UCC28810)
As shown in Figure 2, the AC voltage, VIN, is rectified by the input diode bridge which produces a half
sine-wave voltage as the input voltage of the single-stage flyback PFC. A small capacitor, CBULK, and a
differential inductance, L, shown in Figure 2, are connected to the output of the diode bridge. CBULK and L
compose the differential mode low-pass filter. This filter can filter high-frequency switching ripple current
and improve input power factor. The capacitor voltage should follow the AC input voltage. However,
zero-crossing distortion of the half sine-wave voltage, VBULK, is generated by CBULK, resulting in decreased
input power factor at high line. To avoid this, the capacitance value of CBULK must be small. We need to
determine CBULK based on the input power factor and zero-crossing distortion. The UCC28810 as an LED
lighting driver controller with high power factor can be programmed to operate at variable frequency
control with input voltage sensing and transformer zero energy detection. In this way, the current of the
primary side is working at critical conduction mode to get high power factor, and the switching frequency
varies according to the input voltage feed forward and the output current feedback.
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 5
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
图2：采用UCC28810的单级PFC输入电流跟踪输入电压示意图
www.ti.com 3 Electrical Performance PARAMETER Input Characteristics
Voltage range Power Factor THD Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output load current, IOUT Output current ripple Systems Characteristics
Efficiency SLUU500–April 2011 Submit Documentation Feedback www.ti.com.cn
6 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 ZHCU017——2011年4月
工作原理
如上所述，单级PFC变换器的初级侧电流利用可变频率控制工作于临界导通模式 (CRM)，以实现一个正弦波输
入电流和高功率因数 (PF)。人们往往会提出这样一个问题：为什么工作于临界导通模式的单级PFC能够实现高
功率因数，而其他的工作模式则不行？为了回答这个问题，我们通过下列计算进行了说明。对于临界模式，每
个开关周期：
式中的VBULK等于整流桥的输出电压，
• LP为变压器的初级侧电感，
• tON为MOSFET导通时间，
• IPK等于初级侧的峰值电流。
对于临界模式，开关的平均电流与峰值电流之间的关系如 (2) 式所列。
• IAVG为初级侧的平均电流
• D为占空比。
同时：
式中PIN为输入功率
• PF为功率因数
• VIN(rms) 和IIN(rms) 分别等于输入电压和电流的有效值。
为了使单级PFC工作于临界模式，变压器的初级电感是一个非常重要的参数。针对临界模式单级PFC的变压器初
级电感的计算公式列于 (5) 式。
在 (5) 式中
• fSW为开关频率，
• n为变压器匝数比Np/Ns
• VIN(rms)为输入电压有效值
• VO为输出电压。

PK
BULK p
ON
I
V L
t


PK
AVG
D I
I
2
BULK IN(rms) V 2V sin t
IN IN(rms) IN(rms) P V I PF




2
2
IN(rms) 2 O IN(rms)
p
IN SW SW IN IN(rms) O
V 1 nV V
L D PF PF
2 P f 2f P 2V nV
Theory of Operation www.ti.com
As mentioned above, the primary-side current of a single-stage flyback converter is operating at Critical
Mode (CRM) with variable frequency control to achieve a sinusoidal input current with high PF. There is a
common question: why can a single stage PFC operating in critical conduction mode achieve high power
factor as opposed to other operating modes? To answer this question, the following calculations are
shown. For critical mode control of each high frequency switching cycle:
(1)
Where VBULK is equal to the output voltage of the diode bridge,
• Lp is the primary-side inductance of the transformer,
• tON is the MOSFET on time,
IPK equal to the peak current on the primary side.
For critical mode, the relationship between the average switching current and the peak current is given in
Equation 2.
(2)
• IAVG is the average current of the primary side, and
• D is the duty cycle for each switching operation.
Meanwhile:
(3)
4)
Where PIN is the input power which is equal to the output power divided by the converter efficiency,
• PF is equal to the Power Factor, and
• VIN(rms) and IIN(rms) are equal to the input RMS voltage and current, respectively.
In order for a single-stage flyback to operate at critical mode, the primary inductance of the transformer is
a very important parameter. The formula to calculate the primary inductance of the transformer for critical
mode single-stage operation is shown in Equation 4.
(5)
In Equation 4, refer to the transformer turns ratio, Np/Ns,
• ƒSW is the switching frequency,
• n is the transformer turns ratio,
VIN(rms) is the input RMS voltage, and
VO is the output voltage.
6 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp SLUU500–April 2011
Replacement Submit Documentation Feedback
© 2011, Texas Instruments Incorporated

PK
BULK p
ON
I
V L
t


PK
AVG
D I
I
2
BULK IN(rms) V 2V sin t
IN IN(rms) IN(rms) P V I PF




2
2
IN(rms) 2 O IN(rms)
p
IN SW SW IN IN(rms) O
V 1 nV V
L D PF PF
2 P f 2f P 2V nV
Theory of Operation www.ti.com
As mentioned above, the primary-side current of a single-stage flyback converter is operating at Critical
Mode (CRM) with variable frequency control to achieve a sinusoidal input current with high PF. There is a
common question: why can a single stage PFC operating in critical conduction mode achieve high power
factor as opposed to other operating modes? To answer this question, the following calculations are
shown. For critical mode control of each high frequency switching cycle:
(1)
Where VBULK is equal to the output voltage of the diode bridge,
• Lp is the primary-side inductance of the transformer,
• tON is the MOSFET on time,
• IPK is equal to the peak current on the primary side.
For critical mode, the relationship between the average switching current and the peak current is given in
Equation 2.
(2)
• IAVG is the average current of the primary side, and
• D is the duty cycle for each switching operation.
Meanwhile:
(3)
(4)
Where PIN is the input power which is equal to the output power divided by the converter efficiency,
• PF is equal to the Power Factor, and
• VIN(rms) and IIN(rms) are equal to the input RMS voltage and current, respectively.
In order for a single-stage flyback to operate at critical mode, the primary inductance of the transformer is
a very important parameter. The formula to calculate the primary inductance of the transformer for critical
mode single-stage operation is shown in Equation 4.
(5)
In Equation 4, refer to the transformer turns ratio, Np/Ns,
• ƒSW is the switching frequency,
• n is the transformer turns ratio,
• VIN(rms) is the input RMS voltage, and
• VO is the output voltage.

PK
BULK p
ON
I
V L
t


PK
AVG
D I
I
2
BULK IN(rms) V 2V sin t
IN IN(rms) IN(rms) P V I PF



2
2
IN(rms) 2 O IN(rms)
p
IN SW SW IN IN(rms) O
V 1 nV V
L D PF PF
2 P f 2f P 2V nV
Theory of Operation www.ti.com
As mentioned above, the primary-side current of a single-stage flyback converter is operating at Critical
Mode (CRM) with variable frequency control to achieve a sinusoidal input current with high PF. There is a
common question: why can a single stage PFC operating in critical conduction mode achieve high power
factor as opposed to other operating modes? To answer this question, the following calculations are
shown. For critical mode control of each high frequency switching cycle:
(1)
Where VBULK is equal to the output voltage of the diode bridge,
• Lp is the primary-side inductance of the transformer,
• tON is the MOSFET on time,
• IPK is equal to the peak current on the primary side.
For critical mode, the relationship between the average switching current and the peak current is given in
Equation 2.
(2)
• IAVG is the average current of the primary side, and
• D is the duty cycle for each switching operation.
Meanwhile:
(3)
(4)
Where PIN is the input power which is equal to the output power divided by the converter efficiency,
• PF is equal to the Power Factor, and
• VIN(rms) and IIN(rms) are equal to the input RMS voltage and current, respectively.
In order for a single-stage flyback to operate at critical mode, the primary inductance of the transformer is
a very important parameter. The formula to calculate the primary inductance of the transformer for critical
mode single-stage operation is shown in Equation 4.
(5)
In Equation 4, refer to the transformer turns ratio, Np/Ns,
• ƒSW is the switching frequency,
• n is the transformer turns ratio,
• VIN(rms) is the input RMS voltage, and
• VO is the output voltage.

PK
BULK p
ON
I
V L
t


PK
AVG
D I
I
2
BULK IN(rms) V 2V sin t
IN IN(rms) IN(rms) P V I PF





2
2
IN(rms) 2 O IN(rms)
p
IN SW SW IN IN(rms) O
V 1 nV V
L D PF PF
2 P f 2f P 2V nV
Theory of Operation www.ti.com
As mentioned above, the primary-side current of a single-stage flyback converter is operating at Critical
Mode (CRM) with variable frequency control to achieve a sinusoidal input current with high PF. There is a
common question: why can a single stage PFC operating in critical conduction mode achieve high power
factor as opposed to other operating modes? To answer this question, the following calculations are
shown. For critical mode control of each high frequency switching cycle:
(1)
Where VBULK is equal to the output voltage of the diode bridge,
• Lp is the primary-side inductance of the transformer,
• tON is the MOSFET on time,
• IPK is equal to the peak current on the primary side.
For critical mode, the relationship between the average switching current and the peak current is given in
Equation 2.
(2)
• IAVG is the average current of the primary side, and
• D is the duty cycle for each switching operation.
Meanwhile:
(3)
(4)
Where PIN is the input power which is equal to the output power divided by the converter efficiency,
• PF is equal to the Power Factor, and
• VIN(rms) and IIN(rms) are equal to the input RMS voltage and current, respectively.
In order for a single-stage flyback to operate at critical mode, the primary inductance of the transformer is
a very important parameter. The formula to calculate the primary inductance of the transformer for critical
mode single-stage operation is shown in Equation 4.
(5)
In Equation 4, refer to the transformer turns ratio, Np/Ns,
• ƒSW is the switching frequency,
• n is the transformer turns ratio,
• VIN(rms) is the input RMS voltage, and
• VO is the output voltage.
(1)
(2)
(3)
(4)
(5)
www.ti.com Electrical Performance Specifications
3 Electrical Performance Specifications
Table 1. PMP4301 Electrical Performance Specifications
PARAMETER TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
Input Characteristics
Voltage range 90 265 VRMS
Power Factor VIN = 230 VAC, output current = 450 mA 0.956
THD 13.5%
Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output current = 450 mA 30 39 42 V
Output load current, IOUT 450 mA
Output current ripple VOUT = 39 V, IOUT = 450 mA, VIN = 230 VAC 106 mAPP
Systems Characteristics
Efficiency 87.7%
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 3
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
www.ti.com.cn
ZHCU017——2011年4月 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 7
整流桥的输出电压VBULK可由 (6) 式确定。
在理论分析中，我们做了一项假设，即：瞬时输入电流近似等于每个高频开关周期的平均电流。利用 (1) ～ (6)
式，我们可以推导出：
根据 (7) 式，瞬时输入电流的绝对值等于原边电感的平均电流，而且由于输入功率和输入电压为定值已确定，所
以输入电流理想地跟随一个正弦波。于是，我们可以得出结论：采用临界模式的单级具有高功率因数。
由于T8荧光照明灯的物理尺寸非常有限，因此必须将变压器设计成具有超细和扁薄的外形，以便能够将LED驱
动器插入荧光管灯具中。在本参考设计 (PMP4301) 中，采用了一种专用的磁芯及骨架，以制成宽度<13mm且
高度<11mm的变压器。该设计平衡了变压器的磁芯损耗与铜损耗，以实现这款19W单级反激式LED驱动器的最
高效率。
工作原理
(6)
(7)


2
PK AVG IN(rms)
BULK IN(rms) p SW
IN
I I V
V 2V sin t L f PF
D P


IN
IN AVG
IN
2P
i I sin t
V PF
www.ti.com Theory of Operation
Also, the output voltage of the diode bridge, VBULK, can be determined by Equation 6.
(6)
In the theory analysis, there is an assumption that the instantaneous input current is approximately equal
to average current of each high-frequency switching cycle. From Equation 1 to Equation 6, we can derive:
(7)
According to Equation 7, the absolute value of the instantaneous input current is equal to the average
primary inductor current, and the input current is ideally following a sine wave as input power and input
voltage is determined. Therefore, we can conclude that the single stage with critical mode has high power
factor correction.
Because the T8 fluorescent lighting form factor is very limited, the transformer should be designed to be
ultra slim and have low height in order to insert the LED driver into the tube lighting’s vessel. In this
reference design, PMP4301, a dedicated core and bobbin is used to build the transformer with a width of
less than 13 mm and height less than 11 mm. The design has balanced the transformer’s core loss and
copper loss in order to achieve the highest efficiency for this 19-W single-stage flyback LED driver.
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 7
Submit Documentation Feedback Replacement


2
PK AVG IN(rms)
BULK IN(rms) p SW
IN
I I V
V 2V sin t L f PF
D P


IN
IN AVG
IN
2P
i I sin t
V PF
www.ti.com Theory of Operation
Also, the output voltage of the diode bridge, VBULK, can be determined by Equation 6.
(6)
In the theory analysis, there is an assumption that the instantaneous input current is approximately equal
to average current of each high-frequency switching cycle. From Equation 1 to Equation 6, we can derive:
(7)
According to Equation 7, the absolute value of the instantaneous input current is equal to the average
primary inductor current, and the input current is ideally following a sine wave as input power and input
voltage is determined. Therefore, we can conclude that the single stage with critical mode has high power
factor correction.
Because the T8 fluorescent lighting form factor is very limited, the transformer should be designed to be
ultra slim and have low height in order to insert the LED driver into the tube lighting’s vessel. In this
reference design, PMP4301, a dedicated core and bobbin is used to build the transformer with a width of
less than 13 mm and height less than 11 mm. The design has balanced the transformer’s core loss and
copper loss in order to achieve the highest efficiency for this 19-W single-stage flyback LED driver.
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 7
Submit Documentation Feedback Replacement
www.ti.com 3 Electrical Performance PARAMETER Input Characteristics
Voltage range Power Factor THD Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output load current, IOUT Output current ripple Systems Characteristics
Efficiency SLUU500–April 2011 Submit Documentation Feedback www.ti.com.cn
8 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 ZHCU017——2011年4月
工作原理
5.2 UCC28810控制器
UCC28810是适用于普通照明应用的功率因素校正控制器，适合于那些要求PFC及EMC兼容性的中低功率亮
度的照明应用。该器件可用于控制工作于临界模式的反激式、降压型或升压型变换器，以获得高功率因数
(PF)。它具有一个跨导式反馈误差电压放大器、一个用于生成与输入电压成正比的电流命令的简流基准发生
器、一个电流检测 (PWM) 比较器、PWM逻辑和一个用于驱动外部MOSFET的图腾柱驱动器。在临界导通模
式中，初级侧开关的接通受控于在TZE引脚上进行的变压器零能量检测，而此开关的关断则受控于电流检测
比较器。此外，该控制器还具备诸如峰值电流限制、再起动定时器、过压保护 (OVP) 及使能控制等功能。
如图3中所示，在启动期间，VBULK通过R4、R7和R8对C15充电，从而把UCC28810的VDD电压提升至启动门
限，而变换器将工作多个开关周期。在正常工作期间，变压器的辅助绕组通过D7、C11、Q4和C5对控制器的
VDD供电。UCC28810具有足够的驱动能力，以变频模式直接驱动功率MOSFET Q5。
来自辅助绕组的过零信号由R26和C18进行滤波后被输送至TZE引脚以检测变压器的退磁过程，以获得
MOSFET Q5的开通时刻。瞬时半正弦波输入电压由R15、R18、R21和C14来检测，而且该输入电压前馈信号
被传输至UCC28810控制器的引脚3 (VINS)。这个输入电压前馈信号与EAOUT引脚上的输出电流反馈信号被用
作电流控制环路的基准。将它们的乘积与MOSFET Q5的电流检测信号进行比较，比较的结果将决定何时关断
Q5。MOSFET Q5的电流检测信号由R36、R35和C22产生并滤波。MOSFET Q5的开通与关断就是以这种方
式进行控制的，以实现低输入电流失真和高功率因数。
R2、R3和Q6提供了一种可选的开环或输出短路保护功能。当发生任意的开环或输出短路时，Q6将把VSNS
引脚拉至低电平并避免电源受损，此时输出开关信号被关断。
+
VSNS
EAOUT
VINS
ISNS TZE
GND
GDRV
VDD
Theory of Operation www.ti.com
5.2 UCC28810 Controller
The UCC28810 is generally used for converters for lighting applications from low-to-medium power
lumens requiring PFC and EMC compliance. It can be used for controlling a flyback, buck, or boost
converter operating in critical conduction mode to acquire high PF. It features a transconductance voltage
amplifier for feedback error processing, a simple current reference generator for generating a current
command proportional to the input voltage, a current-sense (PWM) comparator, PWM logic, and a
totem-pole driver for driving an external FET. In critical conduction mode operation, the PWM circuit is
self-oscillating with the turn-on of the primary-side switch being governed by the detection of the
transformer zero energy at the TZE pin and the turn-off of the switch being governed by the current-sense
comparator. Additionally, the controller provides features such as peak current limit, restart timer,
Overvoltage Protection (OVP), and enable control.
As shown in Figure 3, during start up, VBULK will charge C15 through R4, R7, and R8 which will increase
the VDD voltage of UCC28810 up to the turn-on threshold and the converter will operate with several
switching cycles. During normal operation, the auxiliary winding of transformer will power up the
controller’s VDD through D7, C11, Q4, and C15. The UCC28810 has enough drive capability to drive the
power MOSFET Q5 directly with variable switching frequency operation.
Figure 3. UCC28810 Control Chip, Start Up, Drive Circuit for PMP4301
A zero-crossing signal from the auxiliary winding is filtered by R26 and C18. This voltage signal is
delivered to the TZE pin to detect the demagnetization of the transformer which is required before the
controller can switch on the power MOSFET, Q5, with a gate drive turn-on trigger signal. The
instantaneous half sine-wave input voltage is sensed by R15, R18, R21, and C14 and this input voltage
feed forward signal is transferred to pin 3, VINS, of the UCC28810 controller. This input voltage feed
forward signal and the output constant current feedback signal on EAOUT are used as the reference
signal for the current control loop. Their product is compared with the current sensing signal of the
MOSFET, Q5 as detected at pin 4, ISNS, and this determines when Q5 is turned off. The current sensing
signal of MOSFET Q5 is achieved and filtered by R36, R35 and C22. In this way MOSFET Q5 turn on and
turn off is controlled to achieve low input current distortion and high power factor.
R2, R3, and Q6 provide an optional open-loop or output short circuit protection function. When any open
loop or output short circuit event happens , Q6 will pull the VSNS pin low and protect the power stage
from damage, and the output switching will be turned off.
8 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp SLUU500–April 2011
Replacement Submit Documentation Feedback
© 2011, Texas Instruments Incorporated
图3：UCC28810控制PMP4301的芯片、启动及驱动电路
www.ti.com Electrical Performance Specifications
3 Electrical Performance Specifications
Table 1. PMP4301 Electrical Performance Specifications
PARAMETER TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
Input Characteristics
Voltage range 90 265 VRMS
Power Factor VIN = 230 VAC, output current = 450 mA 0.956
THD 13.5%
Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output current = 450 mA 30 39 42 V
Output load current, IOUT 450 mA
Output current ripple VOUT = 39 V, IOUT = 450 mA, VIN = 230 VAC 106 mAPP
Systems Characteristics
Efficiency 87.7%
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 3
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
www.ti.com.cn
ZHCU017——2011年4月 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 9
5.2 次级侧电流反馈
该LED驱动器的次级电路如图4所示。这款LED驱动器为传统的反激式配置，由续流二极管D2以及输出滤波电
容器C6和C8组成。控制电路为恒定电流环路。
输出LED电流由电阻R11检测。与R11并联的二极管D9将在输出发生短路的情况下保护R11免遭浪涌电流的冲
击而造成损坏。该电流反馈信号由R39和C25进行滤波，经过滤波的反馈信号与由R47和R48分压产生的一个
基准信号加以比较，并由U2 TL103对误差信号进行积分。这将生成恒流环路的控制信号。该控制信号设定了
光耦合器U4的吸收电流。通过这种方式，将恒流环路的控制电压输送至初级侧控制电路。
工作原理
+
+
www.ti.com Theory of Operation
5.3 Secondary-Side Current Feedback
The secondary circuit for this LED driver is shown in Figure 4. This LED driver is a conventional flyback
configuration consisting of free-wheel diode D2 and output filter capacitors C6 and C8. The control circuit
is a constant current loop.
The output LED current is sensed by resistor R11. Diode D9, in parallel with R11, will protect R11 from
damage by the inrush current if the output is shorted. This current feedback signal is filtered by R39 and
C25, then the filtered feedback signal is compared to a reference signal formed by R47 and R48, and the
error signal is integrated by U2 TL103. This generates the control signal for the constant current loop. This
control signal sets the opto-coupler U4 sinking current. In this way the control voltage for the constant
current loop is delivered to the primary side control circuit in order to regulate the switching frequency
resulting in constant output current.
Figure 4. Secondary-Side Load Current Channel
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 9
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
图4：次级侧负载电流通道
www.ti.com 3 Electrical Performance PARAMETER Input Characteristics
Voltage range Power Factor THD Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output load current, IOUT Output current ripple Systems Characteristics
Efficiency SLUU500–April 2011 Submit Documentation Feedback www.ti.com.cn
10 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 ZHCU017——2011年4月
PCB布局
6 PCB布局
本参考设计在一块外形尺寸兼容T8/T10荧光灯及类似应用的双面板上实现，其体积做得很小，以展现采用一
个UCC28810控制器件的单级PF校正转换器的实用性。其外形尺寸为245mm（长）x 18mm（宽）x 11mm
（高）。
PCB Layout www.ti.com
6 PCB Layout
This reference design has been implemented on a double-sided PCB that is dimensionally compatible with
T8/T10 fluorescent lamps and similar applications. It has been made physically small to show the
practicality of a single-stage PF correcting converter using a UCC28810 control device. Its dimensions
measured 245 mm long by 18 mm wide by 11 mm high.
6.1 Top Side of PMP4301 Layout
Figure 5.
Figure 6.
6.2 Bottom side of PMP4301 PCB Layout
Figure 7.
10 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp SLUU500–April 2011
Replacement Submit Documentation Feedback
6.1 PMP4301布局的顶视图
6.2 PMP4301 PCB布局的底视图
图5
图6
图7
www.ti.com Electrical Performance Specifications
3 Electrical Performance Specifications
Table 1. PMP4301 Electrical Performance Specifications
PARAMETER TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
Input Characteristics
Voltage range 90 265 VRMS
Power Factor VIN = 230 VAC, output current = 450 mA 0.956
THD 13.5%
Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output current = 450 mA 30 39 42 V
Output load current, IOUT 450 mA
Output current ripple VOUT = 39 V, IOUT = 450 mA, VIN = 230 VAC 106 mAPP
Systems Characteristics
Efficiency 87.7%
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 3
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
www.ti.com.cn
ZHCU017——2011年4月 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 11
90 264
VIN – Input Voltage - V
0.88
0.98
1.0
180
0.9
0.94
PF
PF
vs
INPUT VOLTAGE
PF
110 132 230
0.92
0.96
90 264
VIN – Input Voltage - V
6
16
180
8
12
THD
THD
vs
INPUT VOLTAGE
110 132 230
10
14
THD
www.ti.com Performance Data and Typical Characteristic Curves
7 Performance Data and Typical Characteristic Curves
Section 7.1 to Section 7.4 present typical performance curves for the 42-V, 450-mA, PMP4301T8/T10
LED driver.
7.1 Power Factor (PF)
Figure 8.
7.2 Total Harmonic Distortion (THD)
Figure 9.
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 11
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
90 264
VIN – Input Voltage - V
0.88
0.98
1.0
180
0.9
0.94
PF
PF
vs
INPUT VOLTAGE
PF
110 132 230
0.92
0.96
90 264
VIN – Input Voltage - V
6
16
180
8
12
THD
THD
vs
INPUT VOLTAGE
110 132 230
10
14
THD
www.ti.com Performance Data and Typical Characteristic Curves
7 Performance Data and Typical Characteristic Curves
Section 7.1 to Section 7.4 present typical performance curves for the 42-V, 450-mA, PMP4301T8/T10
LED driver.
7.1 Power Factor (PF)
Figure 8.
7.2 Total Harmonic Distortion (THD)
Figure 9.
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 11
Submit Documentation Feedback Replacement
性能数据及典型特性曲线
7 性能数据及典型特性曲线
7.1～7.4节给出了42V、450mA、PMP4301T8/T10 LED驱动器的典型性能曲线。
7.1 功率因数 (PF)
7.2 总谐波失真 (THD)
图8
图9
PF与输入电压的关系曲线
THD与输入电压的关系曲线
www.ti.com 3 Electrical Performance PARAMETER Input Characteristics
Voltage range Power Factor THD Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output load current, IOUT Output current ripple Systems Characteristics
Efficiency SLUU500–April 2011 Submit Documentation Feedback www.ti.com.cn
12 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 ZHCU017——2011年4月
性能数据及典型特性曲线
7.3 输出电流
7.4 效率
90 264
VIN – Input Voltage - V
0.445
0.450
180
0.446
0.448
IOUT – Output Current - A
OUTPUT CURRENT
vs
INPUT VOLTAGE
110 132 230
0.447
0.449 Output Current
0.451
0.452
0.453
90 264
VIN – Input Voltage - V
80
85
180
81
83
Efficiency - %
EFFICIENCY
vs
INPUT VOLTAGE
110 132 230
82
84
86
87
88
Efficiency
89
Performance Data and Typical Characteristic Curves www.ti.com
7.3 Output Current
Figure 10.
7.4 Efficiency
Figure 11.
12 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp SLUU500–April 2011
Replacement Submit Documentation Feedback
© 2011, Texas Instruments Incorporated
90 264
VIN – Input Voltage - V
0.445
0.450
180
0.446
0.448
IOUT – Output Current - A
OUTPUT CURRENT
vs
INPUT VOLTAGE
110 132 230
0.447
0.449 Output Current
0.451
0.452
0.453
90 264
VIN – Input Voltage - V
80
85
180
81
83
Efficiency - %
EFFICIENCY
vs
INPUT VOLTAGE
110 132 230
82
84
86
87
88
Efficiency
89
Performance Data and Typical Characteristic Curves www.ti.com
7.3 Output Current
Figure 10.
7.4 Efficiency
Figure 11.
12 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp SLUU500–April 2011
输出电流与输入电压的关系曲线
效率与输入电压的关系曲线
图10
图11
www.ti.com Electrical Performance Specifications
3 Electrical Performance Specifications
Table 1. PMP4301 Electrical Performance Specifications
PARAMETER TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
Input Characteristics
Voltage range 90 265 VRMS
Power Factor VIN = 230 VAC, output current = 450 mA 0.956
THD 13.5%
Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output current = 450 mA 30 39 42 V
Output load current, IOUT 450 mA
Output current ripple VOUT = 39 V, IOUT = 450 mA, VIN = 230 VAC 106 mAPP
Systems Characteristics
Efficiency 87.7%
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 3
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
www.ti.com.cn
ZHCU017——2011年4月 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 13
电性能
8 电性能
8.1 输入电压和电流
通道2：输入电压（每格200V）。
通道4：输入电流（每格200mA）。
www.ti.com Electrical Performance
8 Electrical Performance
8.1 Input voltage and current
Channel 2: input voltage 200 V/div.
Channel 4: input current 200 mA/div.
Figure 12. Input Current With 110-VAC Input Voltage and Full Load
Figure 13. Input Current With 230-VAC Input Voltage and Full Load
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 13
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
www.ti.com Electrical Performance
8 Electrical Performance
8.1 Input voltage and current
Channel 2: input voltage 200 V/div.
Channel 4: input current 200 mA/div.
Figure 12. Input Current With 110-VAC Input Voltage and Full Load
Figure 13. Input Current With 230-VAC Input Voltage and Full Load
图12：110VAC输入电压和满负载条件下的输入电流
图13：230VAC输入电压和满负载条件下的输入电流
www.ti.com 3 Electrical Performance PARAMETER Input Characteristics
Voltage range Power Factor THD Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output load current, IOUT Output current ripple Systems Characteristics
Efficiency SLUU500–April 2011 Submit Documentation Feedback www.ti.com.cn
14 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 ZHCU017——2011年4月
电性能
8.2 开通延时
通道1：输出电压（每格20V）。
通道2：输入电压（每格100V）。
通道4：输出电流（每格200mA）。
通道1：输出电压（每格20V）。
通道2：输入电压（每格200V）。
通道4：输出电流（每格200mA）。
Electrical Performance www.ti.com
8.2 Turn-On Delay
Channel 1: output voltage 20 V/div.
Channel 2: input voltage 100 V/div.
Channel 4: output current 200 mA/div.
Figure 14. Turn-On Delay With 110-VAC Input Voltage and Full Load
Channel 1: output voltage 20 V/div.
Channel 2: input voltage 200 V/div.
Channel 4: output current 200 mA/div.
Figure 15. Turn-On Delay With 230-VAC Input Voltage and Full Load
14 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp SLUU500–April 2011
Replacement Submit Documentation Feedback
© 2011, Texas Instruments Incorporated
Electrical Performance www.ti.com
8.2 Turn-On Delay
Channel 1: output voltage 20 V/div.
Channel 2: input voltage 100 V/div.
Channel 4: output current 200 mA/div.
Figure 14. Turn-On Delay With 110-VAC Input Voltage and Full Load
Channel 1: output voltage 20 V/div.
Channel 2: input voltage 200 V/div.
Channel 4: output current 200 mA/div.
Figure 15. Turn-On Delay With 230-VAC Input Voltage and Full Load
14 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp SLUU500–April 2011
图14：110VAC输入电压和满负载条件下的开通延时
图15：230VAC输入电压和满负载条件下的开通延时
www.ti.com Electrical Performance Specifications
3 Electrical Performance Specifications
Table 1. PMP4301 Electrical Performance Specifications
PARAMETER TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
Input Characteristics
Voltage range 90 265 VRMS
Power Factor VIN = 230 VAC, output current = 450 mA 0.956
THD 13.5%
Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output current = 450 mA 30 39 42 V
Output load current, IOUT 450 mA
Output current ripple VOUT = 39 V, IOUT = 450 mA, VIN = 230 VAC 106 mAPP
Systems Characteristics
Efficiency 87.7%
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 3
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
www.ti.com.cn
ZHCU017——2011年4月 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 15
电性能
8.3 输出纹波电流
通道1：输出电压（每格20V）。
通道2：输入电压（每格200V）。
通道4：输出电流（每格50mA）。
图16：110VAC输入电压和满负载条件下的输出纹波电流
17：230VAC输入电压和满负载条件下的输出纹波电流
www.ti.com Electrical Performance
8.3 Output Ripple Current
Channel 1: output voltage 20 V/div.
Channel 2: input voltage 200 V/div.
Channel 4: output current 50 mA/div.
Figure 16. Output Ripple Current With 110-VAC Input Voltage and Full Load
Figure 17. Output Ripple Current With 230-VAC Input Voltage and Full Load
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 15
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
www.ti.com Electrical Performance
8.3 Output Ripple Current
Channel 1: output voltage 20 V/div.
Channel 2: input voltage 200 V/div.
Channel 4: output current 50 mA/div.
Figure 16. Output Ripple Current With 110-VAC Input Voltage and Full Load
Figure 17. Output Ripple Current With 230-VAC Input Voltage and Full Load
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 15
Submit Documentation Feedback Replacement
www.ti.com 3 Electrical Performance PARAMETER Input Characteristics
Voltage range Power Factor THD Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output load current, IOUT Output current ripple Systems Characteristics
Efficiency SLUU500–April 2011 Submit Documentation Feedback www.ti.com.cn
16 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 ZHCU017——2011年4月
电性能
8.4 输出过压保护
通道1：输出电压（每格10V）。
通道4：输出电流（每格200mA）。
Electrical Performance www.ti.com
8.4 Output Over Voltage Protection
Channel 1: output voltage 10 V/div.
Channel 4: output current 200 mA/div.
Figure 18. Output Over Voltage With 230-VAC Input Voltage From Full Load to Open Circuit
16 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp SLUU500–April 2011
Replacement Submit Documentation Feedback
© 2011, Texas Instruments Incorporated
图18：采用230VAC输入电压时的输出过压（从满负载至开路）
www.ti.com Electrical Performance Specifications
3 Electrical Performance Specifications
Table 1. PMP4301 Electrical Performance Specifications
PARAMETER TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
Input Characteristics
Voltage range 90 265 VRMS
Power Factor VIN = 230 VAC, output current = 450 mA 0.956
THD 13.5%
Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output current = 450 mA 30 39 42 V
Output load current, IOUT 450 mA
Output current ripple VOUT = 39 V, IOUT = 450 mA, VIN = 230 VAC 106 mAPP
Systems Characteristics
Efficiency 87.7%
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 3
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
www.ti.com.cn
ZHCU017——2011年4月 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 17
传导EMI
9 传导EMI
EMI测试报告
图19：110VAC输入电压及12个串联LED负载时的传导EMI
www.ti.com Conducted EMI
9 Conducted EMI
Figure 19. Conducted EMI With 110-VAC Input Voltage With 12 LEDs at Full Load
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 17
Replacement
www.ti.com 3 Electrical Performance PARAMETER Input Characteristics
Voltage range Power Factor THD Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output load current, IOUT Output current ripple Systems Characteristics
Efficiency SLUU500–April 2011 Submit Documentation Feedback www.ti.com.cn
18 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 ZHCU017——2011年4月
传导EMI
EMI测试报告
Conducted EMI www.ti.com
Figure 20. Conducted EMI With 230-VAC Input Voltage With 12 LEDs at Full Load
18 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp SLUU500–April 2011
Replacement Submit Documentation Feedback
© 2011, Texas Instruments Incorporated
图20：230VAC输入电压及12个LED负载时的传导EMI
www.ti.com Electrical Performance Specifications
3 Electrical Performance Specifications
Table 1. PMP4301 Electrical Performance Specifications
PARAMETER TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
Input Characteristics
Voltage range 90 265 VRMS
Power Factor VIN = 230 VAC, output current = 450 mA 0.956
THD 13.5%
Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output current = 450 mA 30 39 42 V
Output load current, IOUT 450 mA
Output current ripple VOUT = 39 V, IOUT = 450 mA, VIN = 230 VAC 106 mAPP
Systems Characteristics
Efficiency 87.7%
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 3
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
www.ti.com.cn
ZHCU017——2011年4月 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 19
传导EMI
表2：PMP4301组件材料清单
10 材料清单
www.ti.com List of Materials
10 List of Materials
Table 2. PMP4301 Component List of Materials
QTY REF DES DESCRIPTION MFR PART NUMBER
1 C1 Capacitor, 10 μF, 50 V, +/-20% Samxon EKS106M1HE07RR
1 C2 Capacitor, 0.1 μF, 450 V, film box type 10% Panasonic ECWF2W104KAQ
1 C5 Capacitor, AP, 68 nF, 305 VAC, EMI suppressn EPCOS B32921C3683M
1 C9 Capacitor, 0.1 μF, 305 VAC, EMI suppressn EPCOS B32921C3104M
1 C6 Capacitor, 1000 μF, 50 V, +/-20% Samxon EKM108M1HG20RR
1 C8 Capacitor, ceramic, 1 μF, 50 V, X7R, 20% muRata ECJ2FF1H105Z
1 C11 Capacitor, ceramic, 2.2 μF, 25 V, X7R, 0805 muRata GCM21BR71E225KA73
6 C12,C25, Capacitor, ceramic, 0.1 μF, 25 V, X7R, RAD muRata RDER71E104K0K1C03B
C27,
C29,C39,
C40
3 C14,C16, Capacitor, ceramic, 1nF, 16 V, 10%, X7R, 0603 muRata GRM033R71C102KD01D
C22
1 C15 Capacitor, aluminum, 25 V, 47 μF, 20% Samxon EKS476M1CD07RR
1 C18 Capacitor, ceramic, 47 pF, 25 V, 5%, C0G, 0603 muRata GRM0335C1E470JD01D
1 C21 Capacitor, ceramic, 2200 pF, 250 VAC, Y1 Panasonic ECKANA222MB
1 C23 Capacitor, ceramic, 68 nF, 16 V, 10%, X7R, 0603 muRata GRM188R71C683KA01D
3 C24,C26, Capacitor, ceramic, 2.2 μF, 16 V, X5R, 0603 muRata GRM188R61C225KE15D
C32
1 C30 Capacitor, ceramic, 1 μF, 16 V, X7R, 0603 muRata GRM188R71C105KA12D
1 D1 DIODE, transient voltage suppressor, 200 V Vishay P6KE200A
1 D2 Diode, Schottky, 3 A, 400 V ON Semi MURS340T3G
1 D3 Bridge rectifier, 600 V, 0.8 A Diodes HD06
2 D5,ZD4 Diode, Zener, 15 V, 5 mA Diodes BZT52C15
1 D6 Ultrafast rectifier, 1 A, 600 V ON Semi MURA160T3
1 D7 Diode, ultra fast rectifier, 1 A, 200 V ON Semi MURA120T3
2 D8,D9 Diode, ultra fast rectifier, 1 A, 400 V ON Semi MURA140T3
1 D11 Diode, dual Schottky, 300 mA, 40 V ST BAT54AFILM
1 F1 Fuse, 1 A, 250 VAC std 1A/250Vac
1 J2 Terminal block, 2 pin, 6 A, 3.5 mm OST ED555/2DS
1 L3 I-inductor, DR8-10, 1 mH HHA DR8-10
2 L2,L4 Common choke, EI-11.6, 30 mH HHA EI-11.6
1 L5 Common choke, T6-3-2, 0.12 mH HHA T6-3-2
1 Q4 Bipolar, NPN, 40 V, 200 mA, 330 mW Infineon MMBT3904LT1
1 Q5 MOSFET, N-channel, 800 V, 1.3 Infineon SPA04N80C3
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 19
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
www.ti.com 3 Electrical Performance PARAMETER Input Characteristics
Voltage range Power Factor THD Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output load current, IOUT Output current ripple Systems Characteristics
Efficiency SLUU500–April 2011 Submit Documentation Feedback www.ti.com.cn
20 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 ZHCU017——2011年4月
材料清单
表2：PMP4301组件材料清单（续）
List of Materials www.ti.com
Table 2. PMP4301 Component List of Materials (continued)
QTY REF DES DESCRIPTION MFR PART NUMBER
3 R4,R7,R8 Resistor, chip, 1/10 W, 100 k, 1%, 0805 std std
2 R9,R12 Resistor, chip, 1/10 W, 24 k, 1%, 0805 std std
1 R10 Resistor, chip, 1/10 W, 10 k, 1%, 0805 std Std
1 R11 Resistor, chip, 1/4 W, 0.5 , 5%, 1206 Std Std
1 R13 Resistor, chip, 1/16 W, 3.9 , 1%, 0603 Std Std
2 R15,R18 Resistor, chip, 1/10 W, 1 M, 1%, 0805 std std
1 R16 Resistor, chip, 1/16 W, 180 k, 1%, 0603 Std Std
1 R17 Resistor, chip, 1/16 W, 3.3 k, 1%, 0603 Std Std
1 R20 Resistor, chip, 1/16 W, 20 k, 1%, 0603 Std Std
5 R21,R33, Resistor, Chip, 1/16 W, 10 k, 1%, 0603 Std Std
R39,
R41,R47
1 R23 Resistor, chip, 1/16 W, 10 , 1%, 0603 Std Std
1 R26 Resistor, chip, 1/16 W, 22 k, 1%, 0603 Std Std
1 R35 Resistor, chip, 1/16 W, 330 , 1%, 0603 Std Std
1 R36 Resistor, chip, 1/4 W, 0.68 , 5%, 1206 Std Std
1 R37 Resistor, chip, 1/16 W, 3.9 k, 1%, 0603 Std Std
1 R38 Resistor, chip, 1/16 W, 1.2 k, 1%, 0603 Std Std
1 R44 Resistor, chip, 1/16 W, 100 k, 1%, 0603 Std Std
1 R45 Resistor, chip, 1/16 W, 2.2 M, 1%, 0603 std std
1 R46 Resistor, chip, 1/16 W, 5.6 k, 1%, 0603 Std Std
1 R48 Resistor, chip, 1/16 W, 1 k, 1%, 0603 Std Std
1 T1 Transformer, Lp = 520 μH Pulse PG1054NL-S04
1 U1 LED Lighting Power Controller TI UCC28810D
1 U2 Dual OPAMP With Internal Reference TI TL103WAID
1 U4 Optocoupler, 35 V, 600% CTR SHARP PC817CIJ000F
20 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp SLUU500–April 2011
Replacement Submit Documentation Feedback
© 2011, Texas Instruments Incorporated
1. search field TINA-TI released 98/ME/NT/2000/SBOU052A–
www.ti.com Electrical Performance Specifications
3 Electrical Performance Specifications
Table 1. PMP4301 Electrical Performance Specifications
PARAMETER TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
Input Characteristics
Voltage range 90 265 VRMS
Power Factor VIN = 230 VAC, output current = 450 mA 0.956
THD 13.5%
Output Characteristics
Output voltage, VOUT Output current = 450 mA 30 39 42 V
Output load current, IOUT 450 mA
Output current ripple VOUT = 39 V, IOUT = 450 mA, VIN = 230 VAC 106 mAPP
Systems Characteristics
Efficiency 87.7%
SLUU500–April 2011 19-W, Single-Stage AC/DC LED Driver for T8/T10 Fluorescent Lamp 3
Submit Documentation Feedback Replacement
© 2011, Texas Instruments Incorporated
www.ti.com.cn
ZHCU017——2011年4月 用于T8/T10荧光灯替代方案的19W、单级AC/DC LED驱动器 21
传导EMI
www.ti.com www.t i.com 原理图编辑器
1. Alternatively, it is available
field to display a summary of
TI webpage.
TINA-TI version are:
2000/XP
SBOU052A–August 2007–Revised August 2008
Submit Documentation Feedback
SBOU052A–2007年8月–2008年8月修订 TINA-TI™入门 11

针对移动电话的闪光灯LED驱动器 作者：Andreas Schaefer TI 便携式电源系统工程师 摘要：LED 已经成为移动电话中电影照明和相机闪光灯的标准解决方案。对于更高画质和更高分辨率的需求，要求更亮的闪光灯 LED 解决方案。所面临的挑战是如何通过实现最高效率的解决方案来从电池中挤压出最佳的光通量。这样一来，从电池吸收大电流的运行，要求具备许多省电运行特性以及一种稳健的系统设计。本文将介绍一种系统层闪光灯 LED 驱动器设计，以及能够确保系统安全运行和集成的一些特性。 高效的相机闪光灯 LED 驱动 高分辨率相机在最低光照环境下，要求有高亮度的闪光来完成照相。客户要求提供一种闪光灯解决方案作为手机的标准功能。安装闪光灯的移动电话已经成为一种有吸引力的卖点。这种特性需要高光通量，从而给高效 LED 驱动器系统设计带来了挑战。 系统设计 移动电话中闪光灯 LED 的高正向电压和电流以及给定的电池电压，让升压转换器成为最佳的解决方案。驱动大电流时，基于电感的升压转换器呈现出令人满意的效率。LED　必须为电流驱动，因为正向电压不仅仅随温度而变化，而且也有其自身的差异。正向电压的这种变化源自于其生产过程，其变化范围为±20%，请参见图 1。 图 1 闪光灯 LED VF / IF 图 将闪光灯 LED 与一个电流检测电阻串联，然后通过一个升压转换器来驱动，这是一种简单的方法。图 1 描述了这种方法。 图2使用外部电流检测电阻的简单LED 驱动方法 对升压调节器的输出电压进行控制，以匹配通过外部电阻检测的设定 LED 电流。不幸的是，这样做会让设计人员背离要从电池提供的有限电能中挤压出最高光通量的目标。外部电流检测电阻带有高功耗，其大小受到控制，目的是在低电流状态下也可以提供可用的裕量电压，从而为持续的电影照明提供驱动。另一方面，如果电流增加，则电流检测电阻的压降升高，带来大量的功耗。另外，具有理想功耗额定值的高精度电阻较昂贵，且会增加解决方案的体积，从而每条 LED 通道都要求一个电阻。 因此，更好的解决方案是一个集成在 LED 驱动器中的有源电流阱或者电流源，如图 3 所示。我们可使用一种压降和由此产生的功耗都得到降低的方法对内部电流检测电阻进行调节，具体调节情况取决于 LED 电流的大小。如果为低 LED 电流，则压降可以维持足够的高以获得精确的检测信号。 图3使用自适应电流阱和检测的改进型LED 驱动方案 电流阱不仅仅检测 LED 电流，通过动态调节电阻，其还可以对 LED 电流进行调节。所产生的电流阱压降作为动态调节升压转换器输出电压所需的信息，旨在任何电流电平下都能够将功耗控制在一个可接收的最低限度。 图4有源电流检测与电阻式电流检测比较 图 4 显示了使用一个 1Ω 电阻检测电流和使用一个调节至 400mv 压降的有源电流检测方法之间的比较情况。受益于低功耗，有源电流检测方法明显有助于更高的系统效率。 从电池挤压出光通量 过去，RF PA 从移动电话电池吸取最高的脉冲电流。随着过去 5 年间多功能手机的发展，处理器供电和本文重点介绍的闪光灯 LED 供电吸取了最高的电流。例如，如果要驱动 1.5A 的 LED 电流，从电池吸取的电流可高达 3A，这是因为升压转换器的电压比。如此高的电流会使电池电压急剧下降。欠压阈值检测机制会防止系统在这种情况下出现故障。在闪光灯开启时由于低电池电压电话会彻底关机，这是一种非常糟糕的用户体验。常用的解决方案是在低电池电压状态时让相机软件关闭闪光灯，相比之下不使用闪光的用户体验还不至于太坏。PMIC　提供的缓慢电池电压信息刷新率、电池温度和老化效应以及更严重的不准确性放宽了安全的界限。 如果闪光灯驱动器本身能够防止电池电压下降过多，那么就可以保持较小的安全界限。通过使用一个受控转换率升高 LED 电流，并在上升期间持续监控电池电压可以实现这一目标。 TI 拥有一种监控电池电压的闪光灯驱动器技术。要获得稳定的 LED 电流波形并且避免过多的电池压降，闪光灯驱动器要主动控制 LED 电流上升/下降顺序。在上升阶段（上升斜率为 25mA/12µs），要对输入电压进行监控。如果输入电压降至某个设定阈值以下，则器件即刻停止让 LED 电流进一步上升至该设定阈值，并将闪光灯电流保持在实际电平，参见图 5。 图5电池压降监控 因此，可以保证安全界限非常小，并且手机不会关机。电池周期中的不可逆电池压降得到避免，并且增加了电池总体工作时间。 安全系统集成 驱动高脉冲电流时，聚光灯为安全无故障运行。移动电话厂商迫切要求一种无缝系统集成解决方案。因此这就要求一种特性集，而不仅仅是标准安全运行特性，例如：电感电流限制、欠压保护等。TPS61310 闪光灯 LED 驱动器拥有这种特性集，可以用于这种高要求的运行。 LED故障检测 不仅仅在生产过程中，在器件运行期间也必须检测到 LED 短路，以避免出现危险状态。检测这种状态的一种方法是强制几毫安的电流正向流动。这种电流可以在亚照明范围测试 LED，因此终端用户不会察觉到亮度。但是这种方法有一些缺点：LED 厂商通常不会测试亚照明范围。由于生产的工艺差异，不仅在 LED 类型之间即使在单个 LED 类型中都存在巨大的不准确性差异。这可能会带来漏检测某个短路 LED，或者伪错误检测。TPS61310 则不一样。如果一个或者多个 LED 工作时出现短路状态，低侧电流阱 LED1、LED2、LED3 便按照视频照明模式或者闪光灯模式各自的设定，限制最大输出电流，增加其输入电阻来防止吸取电流过多。另外，这一过程受到监控，并且通过 I2C 接口将短路 LED 状态反映给生产期间的测试设备，或者反映给工作中的相机引擎。利用类似方法，也可以对开路状态进行检测。 过温检测 一种吸引人的移动电话产品设计在某些情况下却并不符合最佳热设计要求。高功耗闪光灯 LED 具备有限的允许脉冲处理能力。如果电话暴露在高温下，和/或由于前面的闪光操作 LED 温度上升，电容式热敏电阻可能会无法处理 LED 功率损耗，从而导致 85°C 以上高温下发光效率的不可逆下降，使用寿命缩短，甚至熄灭。为了消除散热设计和功能/诱人设计急需之间的差距，TPS61310 允许使用一个 NTC 检测电阻测定一个或多个 LED 温度。如果超出关键温度，则通过软件降低 LED 开/关时间脉冲比，从而让 LED 可以在闪光灯工作间隙冷却下来。这种特性也可以用作手指烫伤保护功能。 TPS61310 芯片温度也同样受到监控。除了标准的热关机功能以外，TPS61310还可以向相机引擎提供早期预警功能，以避免热关机功能被意外触发，从而为器件冷却提供空间。 TPS61310电影照明/闪光灯驱动器 TPS61310 能够驱动一个 1.5A 的单、双或者三闪光灯 LED 应用。诸如电池电压监控、省电运行功能、可靠 LED 短路检测的专有特性让其成为闪光灯驱动和电影照明的简单集成解决方案。通过高速 I2C I/F 实现可编程以后，器件拥有最高的跨平台设计灵活性。作为一种选项，专用逻辑输入可用于零延迟触发。2x2mm2 芯片级封装以及无需通过外部组件编程设定电流或闪光灯导通时间带来了极小的解决方案体积。 样片、评估板和演示软件，请访问 TI 产品文件夹主页：http://focus.ti.com/docs/prod/folders/print/tps61310.html

RGB LED 情境照明

 高亮度LED 灯在照明方面的运用范围愈来愈广。本文说明简单的「情境照明灯」，这种照明设备仅采用几种组件。三个LED 灯均采用切换式稳压器来供应恒定电流，并以 MSP430 微控制器所产生三组 PWM 讯号来调控亮度。印刷电路板可装设于雾面玻璃台灯内，亦可用于间接照明的 LED 聚光灯。

 不论LED 灯的功率为何，现在通常都以恒定电流为电源，原因在于LED 灯以流明 (lm) 为单位的光输出功率会与电流呈正比。

 因此，所有 LED 制造商均指定灯光输出（有时称为光效率）、视角和波长等参数，作为顺向电流 IF 的函数，而非所谓顺向电压 VF 的函数。于是，我们也在电路中采用适合的恒定电流稳压器。

高亮度 LED 灯的恒定电流

 市面上多数切换式稳压器均设计为恒定电压来源，而非恒定电流来源。只须以简单易懂的方式将电路略为修改，即可将恒定电压稳压器改为恒定电流的运作方式。我们并未采用常见的电压分配器来设定输出电压，而是以电流侦测电阻调节电压降幅。图 1 概略说明了这个电路。

 调暗 LED 灯光

 基本上有两种方式可调暗 LED 灯光。第一种方式最简单，就是运用模拟控制，直接控制流经 LED 灯的电流，减少电流即可降低亮度。可惜这种方式有两项重大缺点：首先，LED 灯的亮度与电流大小并非完全呈正比关系；其次，灯光的波长（即颜色）会随着电流变化而改变，以致于不符该 LED 灯的额定值；这两种现象都是业者极力要避免的问题。

 较复杂的控制方式是采用恒定电流来源，这种电源已经过设定，可以为LED供应额定的运作电流。新增一个电路后，即可运用指定的标记间隔率（mark- space ratio）迅速开关 LED 灯，减少平均散发的亮光，因而呈现较低亮度。调整标记间隔率便可轻松调整 LED 灯的亮度，这种方式称为脉冲宽度调节（Pulse Width Modulation, PWM）。

 运用 PWM 调暗灯光

 以 TPS62260 为例，说明 PWM 控制的多种建置方式。TPS62260 是一款具整合式切换组件的同步步降转换器，以2.25MHz的一般性频率频率运作。在图 2 的电路中，我们以黑色标示出将 PWM 讯号直接连接到 EN（启用）接脚的可行方式。整个切换式稳压器的电路都是根据 PWM 讯号而开关。我们的实验结果显示，在这种设定中，可使用的 PWM 频率最高可达 100Hz。这种方法的优点在于简单：不需要使用其它组件，而在切换式稳压器停用时，泄露的静态电流也极低，因此这也是最节能的方式。但缺点是 LED 灯对于启用接脚的高层级响应会延迟，这是因为切换式稳压器具有「软启动」功能：装置启动时，输出电流会逐渐上升，直到达到额定 LED 电流为止。在某些应用中，这种上升现象可能会造成问题，因为在电流从最低值升至正常运作层级时，LED 灯的发光波长也随之变化。例如，在 DLP 投影机或 LCD 电视面板的 LED 背光中，便不容许出现前述变化，但在本次示范中，一般肉眼并不能察觉这个现象。

 第二种方式（图 2 中以红色表示），是将 PWM 讯号透过小讯号二极管而与 TPS62260 的误差放大器输入结合。在这个电路中，施加于控制输入的600mV 以上正极电压会过度驱动误差放大器而将 LED 关闭。由于这个电路未采用启动输入，因此不受稳压器软启动功能的启动延迟所影响，LED 因而能迅速地开关。

 在图 2 中第三种可行方式以蓝色标示。这种方法运用 PWM 讯号控制 LED 灯上的 MOSFET。MOSFET 可造成 LED 灯短路，使 LED 灯更迅速开关。稳压器是以恒定电流模式运作，该电流会经过 LED 灯或 MOSFET。这种方式的缺点包括增加了 MOSFET 的成本以及能源效率不佳：最多可能有 180mW 的电力消耗于 2Ω 电流侦测电阻中。其优点则是高切换频率：实验结果发现，TPS62260 以这种设定运作时，PWM 频率可高达 50kH。

 散热情况

 运作温度是高功耗 LED 灯效能的重要参数，会明显影响使用寿命、顺向电压、输出波长，甚至是照明装置的亮度。LED 灯的运作温度愈高，预期使用寿命愈短，因此，我们用于实验的印刷电路板尺寸，必须可在背面以双面贴附式热传导材质来固定 SK477100 型散热片（由 Fischer Elektronik 制造），以便在 LED 灯以全功耗运作时，将温度从 61 °C（未使用散热片）降至 54 °C（使用散热片）。散热片也有助于将热能分散到印刷电路板的各部分。

 光明的未来

 这个印刷电路板可用来执作更多功能，例如，电路板上有个插槽可用于安装德州仪器的 Z430-RF2500 无线电模块。eZ430-RF2500 套件包含两个无线电模块，其中一个套件可安装旋转编码器（使用无线电模块中微控制器的测试接脚），以建立连接到 LED 灯电路板的无线电连结。

作者：John Betten，德州仪器 (TI) 应用工程师

LED 亮度控制要求有一个能够提供恒定、稳压电流的驱动器。要想达到这一目标，驱动器拓扑必须能够产生足够大的输出电压来正向偏置 LED。因此，如果输入和输出电压范围重叠时，我们又该做何选择呢？转换器有时可能需要逐渐降低输入电压，而有时可能需要升高输出电压。这种情况通常出现在那些具有大范围“脏”输入电源的应用中，例如：车载系统。这种降压/升压操作中有几种拓扑的效果较好，例如：SEPIC 或 4 开关降压—升压拓扑。这些拓扑一般都需要大量的组件，这便增加了设计的材料成本。然而，由于它们可提供正输出电压，因此人们通常也将其看作可接受的选择。但是，我们也不应忽略负输出电压转换器，它可以提供一种替代解决方案。

图 1 显示了在恒定电流结构中驱动 3 个 LED 的反相降压—升压电路的原理图。该电路拥有诸多优点。首先，它使用了一个标准降压控制器，从而最小化了成本，并有助于尽可能的系统级的重复使用。如果需要的话，可以轻松地对该电路进行改造，以使用一个集成 FET 降压控制器，或使用一个同步降压拓扑，从而获得更高的效率。这种拓扑使用的功率级组件数目与一个简易降压转换器相同，由此实现开关调节器的最低组件数，以及相对于其他拓扑的最低总体成本。由于 LED 本身的输出为光线，因此其可能与 LED 负（而非正电压）电压偏置的系统级关系不大，这就使其成为一种值得考虑的电路设计。

图 1 利用负输出电压，降压—升压拓扑调节恒定 LED 电流

通过感应检测电阻器 R1 两端的电压并将其用作控制电路的反馈，从而对 LED 电流进行调节。控制器接地引脚必须为负输出电压的参考电压，以使该直接反馈能够正确工作。如果控制器为系统接地的参考电压，则需要一个电平转换电路。这种“负接地”对电路构成了一些限制。功率 MOSFET、二极管和控制器的额定电压必须高于输入与输出电压的和。

其次，外部连接控制器（例如：开启操作等）均要求对从系统接地到控制器接地的信号进行电平转换，从而需要更多的组件。单就这个原因而言，最好的办法是去除或者最少化不必要的外部控制。

最后，相比 4 开关降压—升压拓扑，施加到反相降压—升压拓扑中功率器件上的电压和电流应力更大，从而降低了相关效率，但该效率与 SEPIC 相当。即便如此，这种电路还是能够达到 89% 的效率。通过完全同步该电路，我们还可以将效率再提高 2%～3%。

通过短路软启动电容器 C5 快速地开/关转换器，是 LED 亮度调节的一种简单方法。图 2 显示了 PWM 输入信号和实际的 LED 电流。这种 PWM 亮度调节方法较为有效，因为转换器关闭，其在 SS 引脚短路时仅消耗极少的功率。但是，这种方法也相对较慢，这是因为转换器每次开启时都必须以一种可控方式来渐渐升高输出电流，这就在输出电流上升以前产生一个非线性、有限的时滞。同时，其还将最小开启时间占空比降低至 10%-20%。在一些不要求高速和 100% PWM 调节的 LED 应用中，这种方法或许就足够了。

这种反相降压—升压电路为工程师提供了另一种 LED 驱动方法。低成本降压转换器的使用以及较少的组件数量使其成为一种替代高复杂度拓扑的理想方法。

图 2 PWM驱动（顶部）高效地控制了 LED 电流（底部）

参考文献

如欲下载相关的产品说明书或应用手册，敬请访问： http://focus.ti.com/docs/prod/folders/print/tps40200.html。

作者简介

John Betten 现任 TI 应用工程师兼产品部科技委员会高级成员，他拥有超过 23 年的 AC/DC 和 DC/DC 电源转换设计经验。John 毕业于匹兹堡大学 (University of Pittsburgh)，获电子工程理学士学位，现为  IEEE 成员。

最简洁的单级功率因数校正原理与实现

摘 要 本文介绍了采用单级功率因数校正（PFC）的方法来提高开关电源的效率，并适当降低其成本。

关键词 单级功率因数校正 开关电源

1. 引言

对于高功率（大于25W）开关电源需要采用功率因数校正。由于开关电源加入功率因数校正会明显的增加开关电源的成本。从元器件成本角度看，如果使带有功率因数校正和不具有功率因数校正的开关电源的元器件成本相差不多，唯一的方法就是采用最简单的单级功率因数校正技术。

2. 单级功率因数校正的基本原理与数学解析

反激式开关电源工作在电流断续状态时，变压器的一次侧电感峰值电流与电源电压和开关管的导通占空比（开关管的导通时间）成正比，如公式（1）。

                            （1）

式中：IPM、VinDC、ton、LP分别为变压器一次侧电感电流峰值、反激式开关电源的直流输入电压、开关管的导通时间、变压器一次侧电感。

如果开关管的导通占空比（开关管的导通时间）不变，则变压器一次侧电感电流峰值仅与电源电压成正比。

在这种条件下，如果电源电压按正弦半波规律变化，则变压器一次侧电感峰值电流值也随着按正弦规律变化，如图1。

         图 1 变压器一次侧电感峰值电流与电源电压的关系

为了获得图1的正弦半波电压，可以利用常规的交流电供电的反激式开关电源，将其输入整流滤波电容器去掉，这样的整流输出电压就成为电子技术基础中所讲的原始没有滤波的整流电路的输出电压，就是正弦波的绝对值。

图2为去掉输入整流滤波电容器的反激式开关电源电路。

            图2  去掉输入整流滤波电容器的反激式开关电源电路

如果将每一个开关周期的变压器一次侧电感电流平滑的到一个平均值的话，这个平均值在正弦半波期间内也是按正弦规律变化的。这样就可以说将这个按正弦半波规律变化的“平均值”电流反映到交流电网侧就获得了正弦波“负载”电流了。

设交流输入电压为：

                           （2）

式中：u、Um、︱sinωt︱分别为：交流输入电压瞬时值、交流输入电压峰值、交流电整流后的直流电变化规律。

则变压器一次侧电感电流峰值为：

                       （3）

式中：iPM、Ton分别为变压器一次侧电感电流峰值、开关管导通时间。

对应的变压器储能在工频半周的变化规律为：

                        （4）

式中：A（t）、η分别为：变压器磁储能、开关电源效率。

对应的经过变压器传输的功率为：

                     （5）

式中：PO、fsw、ij分别为输出功率、开关频率、第j个开关周期的变压器一次侧电感电流峰值。

其中第j个开关周期的变压器一次侧电感电流峰值为：

                  （6）

式中：U、D分别为交流电源电压有效值、开关管导通占空比

很显然，公式（5）是一个序列，在这里我们需要的是连续函数的解析式。可以利用煤炭工业出版社在1978年出版的《数学手册》第229页的将序列转换为连续函数的关系。并且变为最简单的单级功率因数校正设计中实用关系式：

                           （7）

在公式（7）中，直流电源电压峰值为交流电源电压的峰值，高于带有输入整流滤波电容器的直流电压，不仅如此，在常规交流电源输入的反激式开关电源的变压器一次侧电感电流峰值的公式中，分子上的系数仅仅是2，而公式（7）中确是4。很明显开关管将承受比常规交流电源输入的反激式开关电源时开关管承受的电流大2倍以上。同时变压器的设计，特别是气隙的设计要考虑这个问题。

3. 最简单的单级功率因数校正的实验电路分析

对于开关电源，不仅要限制输出电压，还要具有恒定的输出电流，即限压恒流功能。

3.1 输出电压与电流的控制

既然是开关电源，首先要考虑输出电流的恒流功能需要在输出端实现，本节的输出电压和输出电流的控制与调节相关的电路部分如图3。

图3  实现输出恒流功能的电路部分

（1）输出电压的限幅

首先看输出电压的限制。由于是开关电源，输出电压没有必要做得那么精确和精致，只要将电压稳定在一定的范围内即可，因此输出电压的“基准与误差放大器”由稳压二极管VD14实现，其中R16为电流限制电阻。

其稳压原理为，当输出电压大于VD14的稳压值加上U2A的发光二极管的正向电压时，就产生流过U2A的发光二极管的电流，输出电压越高这个电流就越大，U2A的发光二极管的发光就越强烈，U2A的接受端U2B的光电晶体管的导通程度就越深，这个光电晶体管就会控制开关管减小占空比来降低输出电压。

由于稳压二极管的稳压值随温度和电流而变化（大约在1%左右），因此在不同的温度下和不同的负载条件下输出电压将会有变化，这个变化会比开关电源的变化要大。从本质上讲这个限幅值是用来限制开关管的电压峰值的。

（2）输出恒电流的控制

开关电源最关键的参数就是输出电流的恒定和恒定程度，因此要精确控制。

在很多开关电源中，为了尽可能的简化电路，输出电流控制采用以晶体管的发射结正向电压作为基准、以晶体管作为误差放大器的方法。尽管这种方法简单，但是存在一个严重问题是晶体管的发射结正向电压随温度和基极电流变化，而这个变化严重时可能达到20%！这就使得在不同的工作温度下的输出电流会有很大的变化。

为了改变这个问题，同时还要利用晶体管的廉价性所带来的低成本的优势，在图3中采用了双晶体管组合方式解决由于温度变化而带来的“基准电压”的变化。

首先看图3电路是如何将晶体管发射结的正向电压随温度变化特性抵消掉的。

在图3中VT2的发射结正向电压加上电阻R22的电压降等于VT3的发射结正向电压加R11与R12、R13并联的电压降。在这里会看在这两个晶体管处于同一温度时（由于这两个晶体管上的损耗微小，基本上可以认为环境温度就是晶体管的结温）两个晶体管的发射结电压相互抵消，得到R22的电压等于R11与R12、R13并联的电压。

R11与R12、R13并联的电压越高，R22上的电压也越高，需要流过R22的电流也越大，对应的VT2导通也越深，其集电极电压也会越低，迫使VT4导通越深，最终使得光电耦合器U2的发光二极管流过的电流越大，其输出部分的光电晶体管导通得越深，迫使开关管的导通占空比降低，将输出功率降低，从而输出电流得到降低，这就是恒流控制的过程。

图3中的VT3的作用不仅完成了抵消VT2发射结的正向电压随温度变化的问题，同时还要与R15一道吸收来自光电耦合器发光二极管两端的多余电压。

在图3中，输出负载电流在R11与R12、R13并联的检测电阻上产生的电压将经过VT2、VT4的两级放大驱动光电耦合器发光二极管。为了确保这个“误差放大器”控制的电流环路的稳定，在VT4的基极—发射极两端并联一个用于之后校正的补偿电容器C13。

流入晶体管VT2基极的电流应该为光电耦合器的发光二极管电压减去VT3的基极--发射极电压再除以电阻R22，在这里忽略VT3的基极电流。这样，R15的电流就是VT2的基极电流。即：

                                                         （8）

为什么不直接利用VT2控制光电耦合器的发光二极管？原因有二，其一是相位不对，VT2直接驱动控制光电耦合器的发光二极管是一个正反馈过程，需要再反相一次；其二是仅一级晶体管放大的增益略显得不够，既然需要一次反相，索性再加一级放大。

3.2 实现功率因数校正的关键

首先要解决的问题就是如何实现功率因数校正的问题。

如何使得TOP Switch—GX系列控制极电流变得反应“迟钝”。可以采用图4电路。

图4 实现PFC功能控制电路

在常规的TOP Switch的应用中，来自于反馈控制的控制端信号变化速度是很快的，为了降低反馈信号的响应速度，在图4中附加了常规反馈电路所没有的R7、C10、R6、VT1、VD8等元件，其中R7、C10就是一个惯性环节，用来减缓输入到VT1的基极电流的，通过VT1的射极跟随作用，可以有效地为TOP Switch的控制极提供有效的工作电流。

4. 存在的问题及解决方法

本文电路存在控制回路的响应速度问题。无论功率因数校正电路，还是本文提出的电路，其响应速度均很慢，才能保证一个电源周波内电流保持正弦化。因此本文提出的电路中误差放大器的滞后校正电容很大，并且反馈电路的时间常数也很大。为防止输出过流、短路对电路产生的损害，本文电路采用了逐周最大电流限制方式，正常时这部分不起作用，只有过流后才起作用，由于是不正常状态，此时的输入电流不再是正弦波。

参考文献

[1]  Power factor control ics compared New Electronics,May 1991,pp.35

[2]  数学手册.煤炭工业出版社，1976pp.239

[3]  陈永真. 功率因数为1 的开关稳压电源.第七届电源会议论文集，1994pp.2-56

[4]  陈永真. 一种新型单级功率因数校正电路. 第十八届全国电源技术年会论文集，2009pp.270

LED路灯电源的设计

作者；郭春明 网名；cmg

LED路灯电源由于要求效率高，工作寿命长，在一些厂家一直被视为核心机密，在网上也没有方案，今天就让我们聊一聊，解解密。

一般要求，谐波Class C级，寿命5W小时，其他EMI之类的是最基本的。谐波Class C级一般有有源PFC电路都没什么问题，关键是寿命，因为里面有电解电容，寿命是个大问题，而电解的寿命与温度是直接相关的，所以除了控制灯的温度外，如何降低电源本身的温度是关键，降低温度就要求提高效率，所以是效率越高越好。一般要求92%以上。

nc965；

1、电效率》92%，如果单级非隔离拓扑，此指标不难达到，一般可以达到或者超过94%。

2、寿命问题：解决方案，采用无工频滤波电解的电路形式，此方案已经有人在用了。

3、谐波Class C级。差模、PCB仔细一点应该没问题。

另外有几个问题，楼主没提，也是很重要的，需要提出来：

4、功率因素，这个在欧洲看得很紧，不能忽视。输入必须采用PFC，如果整合为单级实现，则较难达到高功率因素，这是由于无论Boost还是Buck拓扑，均不能实现全波跟踪，如果分级实现，电效率将下降许多，而且还引入了滤波电解引起寿命问题。

5、LED发热问题，许多技术攻关的共同话题，也是技术竞争激烈的焦点，最佳解决办法：将此发热就地转化为电力。

6、智能化问题，对于路灯是必要的，也就是需要提供分时段的照明亮度曲线，应该有MCU参与。

7、耐候性问题，很显然，最佳解决方案是整体固体灌封模块

8、我的解决方案（略）

cmg；

1。这个要看输出电压把，输出电压低了94％可是很难的。

2。无电解当然是做好的了，但有些问题存在，如3次谐波注入法，可以取消电解，但满足CLASS C还是困难的。

4。其实功率因数和CLASS C是相联系的，当满足CLASS C的时候功率因素一定非常高。所以3，和你说的4是同一个问题。

5。发热转化为电力很好，但不现实，据说台湾一家公司通过一个结构很好的解决了这个问题，并且降低了灯的重量，提高了灯柱的抗风能力

6。智能控制对单片机来说是个非常简单的问题。是在后级的BUCK里面来实现，不在我们讨论的主电源之列。

7。我的方案.

效率图：

这个的输入范围是140-265VAC，我们已把它改为90-265VAC的范围。

智能线性LED驱动器LM3466参考设计

2012-04-10 22:14:57 来源:21IC

关键字：智能线性LED驱动器

TI公司的LM3466是多路LED系统的智能线性LED驱动器,它能自动均衡每路LED的电流,容易预设和细调LED串间的电流,室温下的电流精度±1%,温度范围内的精度为±1.5%,如果某串LED开路,能维持不变的输出功率,输入电压从6V到70V,主要用在街道照明和固态照明系统.本文介绍了LM3466主要特性,方框图, 照明系统应用电路图以及LM3466评估板参考设计电路图,材料清单和连接框图与PCB元件布局图.

LM3466 Smart Linear LED Driver for Multi-Channel LED Systems The LM3466 integrates a linear LED driver for lighting systems which consist of multiple LED strings powered by a constant current power supply. It equalizes the current provided by the supply in a pre-set ratio for each active LED string, where an active string is a fully turned on LED string, regardless of the number of strings connected to the supply or the forward voltage of each LED string. If any LED string opens during operation, the LM3466 automatically equalizes the supply current through all of the remaining active LED strings. As a result, the overall brightness of the lighting system is maintained even if some LED strings open during operation.

The LM3466 lighting system is simple to design owing to a proprietary control scheme. To minimize the component count, the LM3466 integrates a 70V, 1.5A N-channel power MOSFET with a current limit of 2.06A. To add one more LED string to the system, only a single resistor, a capacitor, and a LM3466 are required. Other supervisory features of the LM3466 include under-voltage lock-out, fault reporting, thermal latch off, and thermal shutdown protection.

The LM3466 consists of only linear circuitry so that the EMI of the application circuit is not deteriorated. The LM3466 lighting system is EMI friendly if the constant current power supply used is complied to EMI standards. The LM3466 is available in the PSOP-8 exposed DAP package.

LM3466主要特性:

■ Easy to design and use for lighting systems consisting of multiple LED strings (support modular design)

■ Automatically equalizes the current of every active LED string, even the forward voltage of each string is different

■ Easy to pre-set and fine-tune current ratio among LED strings (e.g. color temperature adjustment or CRI enhancement)

LM3466演示板参考设计

This application note details the design of an LM3466 evaluation board that drives 5 LED strings, each of which consists of 14 LEDs. The input current IS (of the constant current power supply) is 1.75A such that the LED current is 0.35A per string.

The evaluation board schematic, PCB layout, Bill of Materials, and circuit design procedures are shown. Typical performance and operating waveforms are also provided for reference.

■ ±1% current accuracy at room temperature and ±1.5% over temperature

■ Maintains constant output power if some strings open (inactive) by automatically equalizing the current of remaining active LED strings

■ Works with a constant current power supply (ac/dc or dc/ dc), and no communication to/from the constant current power supply is required

■ Operates with minimum voltage overhead to maximize power efficiency

■ Wide input voltage range from 6V to 70V

■ Fault status output

■ Thermal shutdown

■ Integrated 70V 1.5A MOSFET with 2.06A current limit

■ Maximum 70V per LED string, 20 LEDs

■ Linear circuitry does not deteriorate EMI

■ PSOP-8 exposed DAP package

LM3466应用:

■ Street lamps

■ Solid state lighting systems

LM3466演示板参考设计

This application note details the design of an LM3466 evaluation board that drives 5 LED strings, each of which consists of 14 LEDs. The input current IS (of the constant current power supply) is 1.75A such that the LED current is 0.35A per string.

The evaluation board schematic, PCB layout, Bill of Materials, and circuit design procedures are shown. Typical performance and operating waveforms are also provided for reference.

帖子地址：LED调光闪烁的原因及解决方法--世纪电源网
http://ti.21dianyuan.com/news/show/82.html

可控硅调光原本是应用于白炽灯的，白炽灯的效率很低，所以要得到响应的亮度时需要的功率大，功率大了就意味着电流大，也就是说电流不会小于SCR的维持电流，SCR不会关断，也就没有闪烁的问题。

另外白炽灯是依靠热发光的，而热量是不能瞬时转走的，所以即使有瞬时的中断，发光也不会突然变化。

但LED就不是这样的，同样的亮度，输入功率很小，也就是电流小，很容易低于维持电流一下。

另外LED的反应很快，一没有电流马上就灭掉，所以也容易使人眼感觉到。

调光器的结构，R1,C2决定了最大导通角，由于有充电时间，所以调光器调到最大时输入电压也不能完全导通，一般DIAC的电压为30V左右。L1限制di/dt,避免可控硅损坏，C1滤除一部分干扰，降低噪音。

基于单级PFC控制器UCC28810的LED照明电源

来源：http://www.21ic.com/app/opto/201108/90141.htm

摘要： UCC28810是一种需要功率因数校正（ PFC ）的低到中功率流明应用的LED 普通照明电源控制器。该文介绍了UCC28810的引脚功能和特点以及基于UCC28810的LED照明电源电路。

　　0 引言

　　LED技术及其应用的发展超过几年前业界的预期， 目前LED已经开始步入普通照明领域。在中国大陆的LED公共照明方面， LED 路灯和公路隧道灯的应用走在世界的前列。从全球的情况来看， LED 普通照明驱动电路要采用工频市电电源供电（即离线式驱动电路）。就其拓扑结构而言， 主要是隔离型反激式转换器开关电源方案。对于200W 以上的LED 路灯， 则选择双电感单电容（ LLC ）半桥谐振拓扑。在100W 以下的LED 照明驱动电源中， 单级PFC 反激式电路拓扑是最佳解决方案。德州仪器（ TI）公司推出的UCC28810普通照明电源控制器， 不仅支持单级PFC 反激式变换器和Triac 调光， 同时还支持两级PFC 电源拓扑。

　　1 UCC28810引脚功能和特点

　　1. 1 UCC28810封装与引脚功能

　　UCC28810采用8引脚SO IC 封装， 引脚排列如图1所示。

图1 UCC28810引脚排列

　　为了正确应用UCC28810, 必须了解其各个引脚功能， 见表1。

表1 UCC28810引脚功能

　1. 2 UCC28810的主要特点

　　UCC28810是一种单级PFC 离线式LED 照明电源控制器， 可以控制临界导通模式（ C rM ） 操作的反激、降压（ buck）或升压（ boost）变换器， 能够与传统墙上调光器接口。UCC28810含有一个用于反馈误差处理的跨导电压放大器、一个用来产生与输入电压成正比的电流指令的电流参考发生器、一个电流传感比较器、PWM 逻辑及驱动外部功率MOSFET 的驱动器。

UCC28810提供过电压保护（ OVP）、反馈开路保护和使能（ enable）电路。

　　UCC28810的VDD导通门限电压是15. 6 V, 欠压关断门限电平是9. 7 V, 钳位电压为19 V, 静态工作电流为4mA。

　　UCC28810用于控制LED 普通照明驱动电源， 应用领域有工业照明、商业照明、住宅照明以及街道、道路、停车场照明和建筑与装饰照明。

　　2 基于UCC28810的34W单级PFC反激式LED恒流驱动电源

　　基于UCC28810的34W 单级PFC反激式LED 恒流驱动电源电路如图2所示。这种带PFC 的隔离型单级反激式离线LED 驱动电路的AC 输入电压范围为180~ 265 V, 输出DC 电压为10 ~ 48 V, 输出恒流为700mA, 可以驱动3~ 13个串联连接的LED, 最大输出功率为34 W , 效率达90%, 线路功率因数PF> 0. 9。

图2 基于UCC28810的34W 单级PFC反激式LED恒流驱动电源

　　在图2中， 输入端F1 为保险丝， L 1、L 2和C 3、C 1为输入EM I滤波器， D1 是桥式整流器， D2、D3、R 9、R 14、R 19、C 9组成输入电压检测电路， R 1和R 4是U2（UCC28810D） 引脚VDD 上的启动电阻， R 8、D7、C 7、D 8、R 7、Q1和D6、C6等组成U 2（引脚VDD ）偏置稳压电源电路， Q 2为初级功率开关， 变压器初级绕组（ T1的引脚④与⑤之间）上并接的R 2、R 3、C 2、D4组成Q2漏极上RCD 型钳位电路， Q2源极上串联的R 23为初级电流传感电阻， T1偏置绕组（① 与② 端）同时提供变压器零能量（ TZE ）检测信号（经R 21、R 20、C 12传送至U2的TZE 引脚）。

　　D5、C 4 和C 5组成次级整流滤波电路。R 5 为输出电流传感电阻， U1（U1B+ U1A ）作为电流感测放大器使用， 执行输出恒流调节。U 3为光电耦合器， 对次级到初级的反馈起隔离作用。T1次级引脚⑨与⑩之间的绕组及D9、R 18、D12、Q3和C 10等组成次级偏置稳压器， 为U 1和U 3提供偏置。D10用作输出开路钳位（ 51 V ）保护。

　　U2通过引脚V INS对AC 输入电压的检测， 可以强制峰值开关电流跟踪输入电压的变化， 从而提高系统功率因数。

　　3 采用UCC28810的240W LED路灯驱动电源

　　UCC28810不但具有单级PFC 反激式变换器控制功能， 同时支持独立PFC升压变换器架构。图3为采用UCC28810的240W LED 路灯驱动电源系统。该系统主要有三级： 在桥式整流器之后是基于UCC28810的PFC升压跟随器级； 第二极是基于UCC28811的恒流降压（ Buck）级， 它与PFC 级一样， 工作在临界导通模式（ C rM ） ; 第三级为隔离级， 为半桥谐振LLC 转换器， 用TPS92020作为驱动器IC。

图3 采用UCC28810的240W LED路灯驱动电源系统

图3所示的隔离型离线式LED驱动器的技术规格见表2。

表2 设计技术指标

　半桥谐振LLC转换器可以采用多变压器配置， 如图4所示。图中所示的串联输入多并联LED 驱动方案， 有利于散热管理， 无需反馈， 成为LED 照明模块的一种重要驱动方案。

图4 多变压器配置

　　4 采用UCC28810的Triac调光LED照明电源

　　对于LED 普通照明来说， 传统三端双向可控硅（ Triac）调光方式被普遍看好， 这是因为Triac调光器电路简单， 成本低廉， 当用LED 灯具替代白炽灯时， 可以使用白炽灯墙上Triac调光器对LED进行调光。图5为基于UCC28810的Triac 调光LED 照明电源系统框图。

图5 基于UCC28810的Triac调光LED 照明电源系统框图

　　白炽灯是一种电阻性负载， 而LED驱动电源与白炽灯的情况完全不同， 因此使用传统T riac相控调光器对LED 进行调光， 必须相应附加专门的电路， 对Triac调光状态进行检测， 以保证在AC 线路半周期的Triac导通角内为T riac提供必要的维持电流（ IH ） , 当AC线路电压过零时确保T riac关断。

　　图6 为Tr iac 调光25W LED 照明电源的输入EM I滤波器电路。L 1、L 2和C 1、C 2 组成的共模和差模LC输入EM I滤波器， 是为满足EM I规范要求而设置的。当T riac 调光器被应用时， 为防止在Triac 与LC滤波器之间产生振荡， 在电感器L2两端连接了一个由L3和R 5串联而成的阻尼网络。

图6 输入EM I滤波器及阻尼网络

　　基于图5所示架构的实际25W Triac调光LED照明用电源， AC 输入电压范围达85~ 305 V, 线路功率因数> 0. 9, 输出DC 电压约为36 V, 输出恒流为700 mA, 可以10 个串联在一起的C ree XLamp7090XRE白光LED, 系统效率达89% .

　　5 小结

　　UCC28810型LED 普通照明电源控制器， 支持单级PFC 反激式变换器电路拓扑和传统Triac相位控制调光器调光。目前此类IC 还有很多， 如TPS92210等。LED 调光有PWM调光、模拟电压调光和Triac等多种方式。对于LED 普通照明应用来说， T riac 调光方案被人们普通看好。