LM5030的推挽电源，输出侧电压尖峰的原因

这是变压器漏感和二极管反向恢复过程中的电流换流过程引起的感应电压。

减慢功率关开关速度或换好二极管都可以削减尖峰。加RCD或TVS吸收也可以。

漏感不应该是图中的V4吗？

另外我发现这个电压和负载电流、输出的电感有关系，电感越大，电压尖峰越大

V4只是一个示意图，实际中，由于变压器漏感，寄生电容，以及二极管结电容，会产生多次震荡，起频率与这些参数有很大关系。小减小尖峰，就必须优化这些参数。被动的办法就是加吸收电路了。RC吸收，无损吸收，都可以参考。

我发现现象和这个帖子很相似：http://www.elecinfo.com/bbs/1448643.html

有没有详细的资料描述这个电压尖峰的？

谢谢！

这个尖峰实质是RLC二阶过渡过程，由于有MOSFET参与，过程变得非常复杂，而削减尖峰也相对比较简单。电工学理论里的二阶响应网络基本可以满足理论指导，因此；很少有专篇描述的资料。

建议亲看看RLC二阶网络方面的内容即可。

是RCD或RC，RLCD可以接成无源无损吸收，但是太复杂了。

由于这个振铃的能量最终是电阻性参数吸收，用TVS吸收时不会有大的效率变化。

附件是典型RCD及TVS吸收电路。当损耗不大的时候，可以用高质量的稳压管代替。注：右侧TVS吸收中的C2；不是必须的。

吸收电路是加在主线圈侧？不是次级吗？

我试了用TVS在初级钳位，几乎没有效果

然后试了在次级钳位，我的电路时18-30V转24V1A，匝数比0.55

在次级用了60CA在整流桥前钳位

效率影响如下：

影响还是挺大的，而且TVS很烫

按照0.55的匝数比和最高30V的输入电压，选择75CA可能好一点，效率影响应该小一点

不然就得选择200V的肖特基管

亲；你选的TVS多少伏？

身边只有30V的，用了两个串联

在变压器副边或者整流后电感前加RC吸收处理就可以，可以降低第一个的尖峰及后面的震荡，电阻选择10欧姆左右，电容选择102或222试试。

有效果，下降了20V左右，但是RC很烫

准备选200V的肖特基了

谢谢各位！

能接受就好。

由于电源输入范围最高30V，理论最高反射电压是60V，所以；TVS最少要用90V的；否则会非常烫甚至失效。

恩，我的肖特基二极管是100V的，如果用90V的TVS，二极管余量不够，毕竟TVS的钳位电压是有一定范围的

目前这种隔离推挽结构的DCDC效率最高能做到多少？

目前我满载在90%左右，还有没有提升的空间？

谢谢！

原则上；还有空间可用。但是；不建议再做大改。

正如广告中说的；“没有最好，只有更好！“亲；当你回首以前设计；总能发现有更好的改进，这是因为亲的水平越来越高。

只要现在；亲已经历，能满足用户要求且老板也可接受即可。

有才！

目前满载情况下输出整流管、磁芯50度上下，MOS在65度左右；输出的电感也比较热（60左右），这个有点不能理解，用的是1A的120uH的贴片非屏蔽电感，下一步准备把电感换成电流150uH1.3A的127封闭电感，肖特基换成200V的，再做测试。

另外今天也测试了100V的NMOS（之前用的60V的），输入电容60VNMOS只有500pF，100V的在1500pF左右，栅极驱动波形出现了震荡，满载效率下降了1-2%

非常感谢！

选择高压的肖特基并不是最终的解决办法，应该从根本上降低整个变压器的漏感，这样可以大幅度降低尖峰。

我找了找官方的资料，输出整流二极管电压应力的计算公式是：

根据我的电路，计算出来是114V，这么看的话这个电压是正常的

我的理解错了，这个电压应该是二极管两端的电压，差分测量如下：

尖峰有173V，而且被削顶