[参考译文] THP210：与 ADS127L11配对、可能出现错误/振荡？

您好、Adam、

我将进行稳定性分析并检查上面 THP210电路上的相位裕度。  

我希望明天早上能回到你身边。

谢谢。此致、

路易斯

您好、Luis：

很高兴再次收到您的来信！

一个新的消息添加到我们的故障排除...

更新：我们 在 CALIBRATION_QC 中有一个电路板  、它会到达尝试验证我们应用的校准点的位置、而在应用标称1.25V 时失败。 固件报告的电压约为1.24930V、比我们预期的电压低700uV。

然而,我们采用了一些"技术喷雾冷冻机"喷雾,并给 ADC 及其周围组件(但不是 THP210放大器)一个轻喷,读数恢复到我们预期的1.25003V。

因此、在某种程度上、此电路中似乎出现了某个情况、导致 ADC 的读数低至~700uV、我们用冷冻喷雾快速地为芯片及其周围组件产生快速稳定的纹波、而读数又跃升到我们所期望的值。

此外、我们还观察到了电路板所处的误差状态、我刚才提到过、我将用10M Ω 示波器探头来探测 THP210输出引脚和/或 ADC 输入引脚、尝试观察任何振荡或类似情况。 然后,我去了探头,和大约 几十秒 稍后、读取将快照到应有的位置。

我从未真正观察到振荡、但我遇到以下情况：a)探测 THP210输出或 ADC 输入引脚、以及 b)冷地挥发 ADC 芯片、这将使我脱离"错误状态"。

您好、Adam、

-从 THP210稳定性的角度来看,电路如上面所示,电路看起来稳定,显示65度的相位裕度。  下面是使用 TINA TI 进行的 THP210开环稳定性分析。   然而、借助  TI 应用手册(www.ti.com/.../sboa546.pdf)中推荐的滤波器组件、ADC 的确可以提供更好的交流和直流趋稳性能。

-一个问题/关注,当使用单极电源为 THP210供电时,假定 VOCM =+2.5V ,并 向 THP210电路施加±2.5V 的双极输入信号,当 LTC1050的输出电压低于-1V 时, THP210的输入共模将超出输入共模范围。   THP210输入引脚上的输入共模需要至少与正负电源相差1V 的余量。  解决这个问题的一种方法是使用双极电源为 THP210供电。

请参阅下面的、输入引脚端子处的规格要求电源轨上下具有1V 余量：

THP210 TINA-TI 瞬态仿真、显示当  LTC1050输出小于-1V 时、输入端子相对于 Vs-(GND)的余量小于1V：

上述共模问题并未解释+1.25V 输入时的间歇性问题。  关于以下评论的一个问题：

user4743206 说：

在为电路板提供可信的1.2500V 时、我查看了 THP210单位增益差动放大器电路的输入(相对于 GND 2的蓝色圆圈)、并测量了 1.19031伏 .[/报价]

为什么 LT1050的输出(蓝色圆圈、THP210的输入) 1.19031V、而输入信号是+1.2500V、或者我是否误解了该语句？  LT1050是否对直接连接到输出端的仪表探头的电容敏感? 放大器可能对容性负载敏感、长电缆/探头直接连接到放大器的输出。  您可以考虑在仪表探头尖端使用串联电阻进行隔离、以帮助隔离任何电缆电容

为了进行调试、您是否可以使用双极±5V 电源为 THP210器件供电？

谢谢。此致、

路易斯

Luis，

感谢您指出共模问题。 显然、我们在设计中"摆脱了这种情况"、并将需要解决。 不过、我确实使用电路的标称1.25V 和2.5V 输入进行了一些测量、并验证了 THP210输入引脚的共模电压大约为1.84V (输入电压为2.5V)和1.54V (输入电压为1.25V)。 因此、按照您的观点、我认为共模问题不能解释我的问题、而是一个更大的问题、需要修复。

关于您对我的1.19V 声明的评论、很抱歉、但我们在 LTC1050之前的电路中有一个~5%的衰减器、因此在 电路板中的1.25V 最终会在衰减器之后让您~1.19V。 这是提供给单位增益 LTC1050的电压。

今天、我们发现了一些有趣的发现、也许您可以帮助我们了解 THP210的状况吗？

在校准/QC 过程中、我们仍然能够间歇性地使电路板进入状态、在向电路板提供近乎完美的1.25000V 电压时、读数将为~700uV 低电平。 当我们通过 HP3457 DMM (10Gohm 输入)探测 THP210引脚周围时、我们希望测量断电(PD)引脚的直流电压。 当我们测量该引脚的电压至"接地2"时、DMM 的读数为4.8V。 然而、更重要的是、读数以及随后 THP210的输出下降了近50mV！

虽然这种下降比我们700uV 的下降严重得多、但这似乎表明引脚非常敏感、任何瞬变都可能导致简化器"改变状态"。 我们能够在示波器上捕获 DMM 探测事件、并且确实看到 PD 引脚下降到3V 阈值以下(尽管只持续了数百纳秒)。

在我们的原理图中、如果您看一下210的引脚7和 ADS127L11的引脚9 (复位)、您会发现它会接收到一个叫做 SRST-的信号。 此信号来自 DS1814C、这是一款微监控器复位芯片、用于等待电源轨达到稳定。

看到这一点后、并与 THP210数据表进行比较、我发现此 PD 引脚不应被视为数字 IC 上的待机/复位芯片。 THP210数据表清楚地指出、如果不使用断电功能、应将 PD 连接到正电源电压。

现在、我能够提起设计上的 PD 引脚并将其绑定到5 (2)。 虽然还很早，但它似乎已经解决了我们的问题。 在一个大约每2次中有1次失败、每4次中有3次失败的电路板上、我在将 PD 绑定到5 (2)后让它连续10次通过 cal/QC。 需要在其他有问题的电路板上进行更多测试、以便我们建立信心这是解决特定问题的直接方法。

利用这些信息、您能否从 THP210的角度做出评论、了解 PD 引脚的行为以及它如何在内部影响放大器的行为、它是如何与此 DS1814C 连接的、 可能是导致 THP210输出出现数百微伏间歇偏移的原因？

您好、Adam、

在另一个放大器上、报告了一个类似的问题、即使用具有类似关断/断电功能的另一个放大器时会出现间歇性输出。  在这种情况下、关断引脚悬空、 来自靠近的另一个电路的超高电流外部信号耦合到关断引脚、从而间歇性关断放大器。 通过将引脚永久连接到电源、可以解决此问题。   

如果这是到 DS1814C 的长迹线、则可能是噪声耦合进来。 在达到阈值之前、我并不知道器件正在关闭、但如果 观察到超过引脚关断阈值的瞬变、器件很可能会开始关闭、从而产生间歇性错误。   

正确、这是一种断电功能、如果您需要省电、基本上会关闭 THP210或将器件置于低功耗状态、并且与复位功能不同、因此不需要将其连接到 ADS127L11复位引脚。  如果您不打算关断 THP210、最佳实践是将其连接到+5V 电源。  ADS127L11和 THP210使用相同的+5V 电源、因此两者将同时加电。  ADC 复位功能可以独立置位(如果需要)。

谢谢。此致、

路易斯    

您好、Luis：

我想向您提供最新情况、并根据观察结果提供新信息。

总而言之、如果我们从 DS1814C "微控制器复位芯片"中移除 PD 线路、并将其连接到5 (2)电源、我们的问题似乎就解决了。 我想说可以、在之前看到更改前大约40-60%的故障率后、在更改后的50次尝试中变为零故障。

现在、不完全有意义的部分。。。

今天、我开始关注共模观察。 此外、我将示波器设置为交流耦合、同时查看共模。

当我的 ADC 读数为"低"时、我能够在引脚1、8、4、5上观察到以下振荡。 每次测量都是直接在 THP210引脚上相对于 GND 2 (共模)进行的。

经过大尖峰、我们可以将其称为大约200kHz 的振荡。

我想 Vout+与 Vout-上的波形有足够的变化、当振荡时、它产生了几百微伏的额外差分电压变化、从而导致我从 ADC 的读数发生变化。

振荡是不确定的。 它可能在一个电源周期中出现、而在另一个电源周期中消失。
不过、将 PD 保持在高电平至5 (2)似乎可以解决问题。

您或团队中的任何人有任何机会可以解释我们可能在这里看到的内容？ 我甚至尝试在 PD 和 GND 2之间连接一个100nF 电容器、只是因为有一些内部交流耦合到 THP210内部的 PD 引脚、我需要将其转储到接地端。 但这不起作用。

我还尝试在观察振荡时、用30欧姆电阻器(并联)跳过200欧姆电阻器以获得从200欧姆到20欧姆的有效串联电阻。 它确实略微改变了振荡的特性、但未能消除它。

我还应注意的是、在我们的电路中似乎有2个不同的频率"状态"。 我还在相同的测试点观察到~245kHz 信号。

最后、我要补充一点、我们将电路板上的此电路乘以四、以实现多个并行测量通道功能。 例如、在进行故障排除时、我注意到电路 A、C 和 D 的 THP210引脚上存在同样的振荡、即使这些引脚没有经过校准 QC 过程并使用电路 B 的时间。
我发现这个奇怪的和有趣的。 一个常见的线程是所有四个 THP210都来自同一个微复位芯片。

总之、我担心我们仍然有一些电路稳定性问题、我不清楚将 THP210 PD 绑定到5 (2)可以解决这些问题。 但是、就像您的评估一样、我们的人们似乎也认为它应该保持稳定。

我还应指出、我们在"低速"模式下使用 ADC、OSR 为26667、而 THP210 ADS127L11应用手册的 设计(表3-1滤波器元件)目标 OSR 为32。

亚当

PD 引脚之外的第二个问题/'低读数'/振荡问题...

回到共模问题、我采用了我们的设置并对输入应用了10Hz 的缓慢信号进行了一些测量、这样我就可以清楚地看到 THP210输入的舍入/削波、试图模仿您的仿真。

同样、这里是电路：


以下示波器截图参考 了上面的电路。

通道1 (红色)是相对于 GND 2的 Vin+(引脚8)

通道2 (黄色)是 Vin-(引脚1)、相对于 GND 2

正在向电路施加交流电压源、如上面以绿色标记所示。 我施加了具有以下振幅的10Hz 信号：

+/-2.5V

+/-3.0V

+/-3.3V

我们可以看到、当信号的低电平保持在500mV 以上时、波形表现正常。 当电压骤降至500mV 以下时、则开始看到削波。

似乎我没有看到任何信号隔离(至少在这个电路板上是如此)、直到共模电压从 Vs -(GND 2)上升到+500mV 以内。

我只是想确保我理解了我的观察结果与您的仿真。 我意识到数据表规定了(Vs neg + 1)的最小共模电压范围。 我们是否在输入到 Vs-+ 500mV 和 Vs-+ 1V 之间存在一个灰色区域/过渡区域而没有看到任何效果？

我提出问题的原因是、我们很自然地已准备好进行设计更改、以适应将 PD 绑定到+5V 的情况。 然而、要 正确处理-Vs 连接到-5V 的所有情况、需要做的更多的是一件沉重的工作。 我们已使用此设计构建并校准了几十个电路板(VS+= 5V、VS-= GND)、它们经常在输入中施加-2.5V 的电压进行测量。  

简而言之、典型的测量电路序列(具有偏移消除功能)如下：
1)进入 DUT 的正激励电流阶跃变化(提供给 THP210的电压为+2.5V)

2)等待50mS

3) 3)花费50mS 的 ADC 读数

4)变为进入 DUT 的负激励电流的阶跃变化

5)等待50mS

6) 6)花费50毫秒的 ADC 读数

7) 7)计算失调电压消除电压

8) 8)重复。

我问的原因是、如果输入引脚上存在的共模电压高于 Vs-+500mV 至+1V 之间的唯一问题可能是延长设置时间、那么我想知道我们是否只是因为我们的直流式应用而没有看到这一点？

感谢您对共模行为的进一步阐述。

Luis，  

感谢您的答复、我们正在研究如何正确解决电路中的共模问题。

一种方法是采用目前接地的 THP210 Vin-、并为其提供一个单位增益反相器。 假设放大器设计的其他部分保持不变、则无论 LTC1050的+/-2.5V 电压如何、放大器设计的共模电压都将保持在1.66V 左右。

我查找您反馈的另一种方法是了解 VOCM 引脚。 如您所见、我们目前将其从 ADS127L11的输出端输入。

从概念上来看、按照我们的原始设计并保持 Vin 负接地、如果我可以为 VOCM 提供额定+3.5V 电压、当为电路提供-2.5V 电压时、该电压将使输入引脚共模电压保持在+1V 以上、并解决我的问题。 与 ADS127L11配合使用时不存在规则/风险、我需要让 ADC 提供2.5V 电压、是吗？ 任何电压源都可以为 VOCM 引脚供电？ 我不相信我这样做会带来任何新的问题/规范违规？

更进一步、通过查看方框图、它显示了连接到 Vs+和 Vs-的内部5m Ω 电阻器。 从概念上讲、我是否可以在 VOCM 引脚上放置一个外部分压器、以便将其电压降至大约3.5V、从而保持在共模规格内？ 沿着这条路走下去是否有风险解决我们的共模问题？

谢谢你。

您好、Adam、

是的、可以使用分压器。  您可以设置 VOCM = 3.5V、但需要考虑 全差分放大器(FDA)的输出摆幅

如果 VOCM 设置为3.5V、并且向 THP210馈入 ±2.5V 单端信号、则输出(OUT+和 OUT-)将在4.75V 时摆动至最大输出并最小1.25V、以产生±2.5V 差分输出。

输出摆幅的最保守规格是 AOL -开环增益。 该数据表指定了在室温下、10k 负载时与轨电源相差0.2V 的余量、并指定了在扩展温度范围内、与轨电源相差0.3V 的余量较为保守。  

我通常使用最保守的 AOL 规格来限制输出摆幅、以确保器件具有出色的线性/THD 性能。

如果该模块不打算在扩展温度范围内使用、并且/或者输入信号始终等于或小于±2.5V、则可以这样做。   如果该解决方案预计将在扩展的温度范围内工作、则器件可能会在最大/最小振幅信号处表现出某种程度的线性度下降(或对于交流信号、THD 下降)、因为最保守的规格要求电源在温度范围内提供0.3V 的余量。

如果该解决方案预计在扩展的温度范围内工作、则可能需要考虑在将信号提供给 FDA 之前降低 FDA 增益或衰减信号。  

谢谢。此致、

路易斯   

Luis，

感谢您对开环增益问题的回答、我没有看到。 我最后通过一个外部.66666分压器(Vs+和 VOCM 之间为5M Ω、在浮动 VOCM 之后)用 VOCM = 3.333V 进行实验。 这不仅解决了使 Vin 共模+1V 保持在地电平以上并确保每个 Vout 都在+5V 电源轨的300mV 范围内的问题。


还有几个问题...

1) 1) 您提到"可以"使用分频器。 但是、数据表仅提到了处理引脚的两种方法：a)使用电压源(就像我们来自 ADS127L11)驱动它、或者 b)将其悬空并添加一个去耦电容器。 我只想确保使用外部分压器实际上也是 TI 推荐的设置电压的方法。 当然,我还是有点害羞后整个 PD 引脚问题:)。

根据第8.2节的数据表图、 THP210 似乎 有~5m Ω 电阻器连接到电源、因此似乎分压器会受到强驱动。 我还假设您建议使用去耦电容器、即使我们提供了一个外部分压器？

2) 2)您能否谈谈内部使用的5M Ω 电阻器的质量/精度？ 我在此处进行了初始测试、在电路板上浮动 VOCM、然后在 Vs+和 VOCM 之间施加一个5M Ω 外部电阻、以创建一个.66666分压器、从而将5V 电压降低至3.333V。 当 VOCM 电压为3.333333V 时、电路似乎能正常工作、但是我 对器件/批次的可靠性感到担忧、认为这些电阻器的标称值为5M Ω。 我们的团队正在考虑使用更强的外部分压器(25k/50k)来"绕过" 5m Ω、以便在需要时可以变化。 您能在这样做的过程中发现任何担忧吗？


最后、我运行仿真、 如上所述、修改了 电路板并进行了一些测量。 从表面上看、似乎我现在处于 THP210差分和共模电压规格之内、对于输入和输出都是如此：

感谢您的反馈。

您好、Adam、

 由于内部分压器的原因、VOCM 引脚的输入阻抗为2.5MΩ Ω。  如果 使用外部分压器、并使用10千欧范围内的低阻抗电阻器、VOCM 电压的绝对误差主要是外部电阻器容差的函数。  在这种情况下、外部分压器由内部分压器的阻抗负载、但将外部电阻器设置为低得多的阻抗时、在10千欧范围内、由负载效应导致的误差相对较小、并且可预测。   

因此、 VOCM 电压误差主要由用于驱动 VOCM 引脚的外部电阻器容差元件决定。

例如、当使用外部10.7k 和24.9k 电阻器生成 VOCM 电压时、标称电压大约为~3.494V。 如果使用0.1%耐受值、低漂移电阻器、则分压器将产生大约±0.2%(最坏情况)的误差。 这对应于大约  ±7mV 的误差。

此外、 假设您 使用相同的+5V THP210电源来使用分压器生成 VOCM 电压、电源电压上的任何精度误差都将按比例反映在 VOCM 上、 电源变化引起的这种 VOCM 偏移不会对输出摆幅范围造成问题。

另请注意、在 ADC 对差分信号进行采样时、VOCM 误差不会导致差分电压信号误差。

确保使用100nF 电容器、并将电容器和电阻分压器放置在非常靠近 VOCM 引脚的位置。

如果您的输入信号将大于 ±2.5V、或者 如果器件将在扩展温度范围内使用、 然后、您可能需要考虑减小 FDA 增益(或衰减 FDA 之前的信号) 、以便有足够的输出摆幅余量。  

希望这对您有所帮助。

路易斯   

您好、Luis：

一如既往、感谢您对我的问题的详细答复。 我们非常重视您和 TI 针对我们的问题提供的技术反馈。 它超越了许多其他制造商提供的功能。 在为新设计挑选新芯片时、这也有助于推动我们决定使用 TI 产品。

听起来我们所处的页面与支持的页面相同、即使在我们的设计环境中、使用强大的外部分压器来指定+3.333V 的 VOCM 电压也是一种有效且可接受的设计实践。 也感谢您澄清了对电容器的需求。 我们注意到、在数据表中讨论引脚"悬空"时就提到了这一点、但运用分压器技术似乎也符合逻辑。

关于放大器输入/输出电压、包括差模和共模电压、即使考虑到我们的工作温度范围和外部分压电阻器的精度/温度系数、我们也确信放大器在额定输入电压为+/- 2.5V 时、会在规格范围内按预期运行。

展望这种 VOCM =+3.333V 设计方法、当我们看到 THP210输出连接到的 ADS127L11 ADC 时、我想重点介绍您的陈述：

另请注意、VOCM 误差不会导致差分电压信号误差、 S ADC 对差分信号进行采样。

无论是对我们的一个电路板进行此更改、通过校准/QC 以及进行仿真、我们都似乎解决了当电路的输入为-2.5V 时超出 THP210共模电压范围的问题：


然而 ，查看 ADS127L11的数据表，可以看到以下内容：

我还注意到在电气特性部分、所有这些规格都假设 AVDD1 = 5V、AVSS = 0V、并且 Vcm =+2.5V。

一般而言、我们会尝试并确保遵守大多数芯片制造商在"电气特性"一节中提出的条件、以消除对芯片是否达到预期性能的怀疑。

您可能记得第一篇文章中说过、THP210和 ADS127L11电源轨都由相同的+5 (2)供电。

我的担忧是、从 ADS127L11的角度来看、我将 VCM 从+2.5V 提升到+3.333V、我可能会在 ADC 上违反"最佳性能"规格？

平心而论、仿真和初步测试显示、当 Vcm =+3.333V 时、我仍处于模拟输入"推荐"工作条件内

我想我现在担心的是、从 ADS127的角度来看、我不会在其"最佳条件"下运行。 虽然我对几个单元的测试表明它通过了校准/QC 测试、但我想确保 ADS127l11的新批次/内部版本不会出现问题。

我知道这可能超出了 TI 放大器论坛部分、但您能否从 ADS127的角度评论一下目前为其提供+/-2.5V 差动信号但将 VCM 升至3.333V 的潜在风险？

谢谢！

您好、Adam、

我刚回到办公室。 是的、从 THP210的角度来看、在 VOCM 引脚上使用25kΩ Ω 和50kΩ Ω 标称电阻器会在考虑 Vocm 引脚上内部5MΩ Ω+ 5MΩ Ω 分压器的阻抗负载时将输出共模置于3.3278V、这是没有问题的。  如果使用0.1%的电阻器、VOCM 电压的变化约为~±2.2mV、这是正常的。

从 ADS127L11的角度来看、在 ADC 使用相同的+5V 电源供电的情况下、在 ADS127L11预充电缓冲器打开的情况下、ADC 绝对输入电压限制也处于 AVSS+0.1V 和 AVDD - 0.1V 范围内。  这将很有效。

如果您希望我们查看 PCB 布局的 THP210部分或 ADC 部分、也可以通过私人对话与我联系。

谢谢、此致、

路易斯