工具与软件：
您好！
我在设计中使用 LM6142和 LM6144、它们由12V 和-5.78V 供电。
我正在就偏置电流值与您联系。 在电气特性表中、它被指定为正值、这意味着它是一个到引脚的输入电流 、但在图6中。 偏置电流与电源电压间的关系偏置电流的值为负、因此这意味着它会从引脚退出。
我现在将进行 Mathcad 最坏情况的计算、我想知道如何在计算中考虑偏置电流。
您能帮我一下、以便选择合适的极性吗？
谢谢！
Marius
嗨、Marius、
问得好。
答案取决于什么是共模电压。 该双极性输入级使用 PNP 和 NPN 晶体管、这些晶体管会根据 OPA 的 VCM 而饱和。
下面是一个简化图：
. 
以下是您可能需要的有用图：
该图是+-5V 电源、但右侧的小阶梯应始终保持与 V+电源轨的相对位置。 这意味着您的图将看起来相似、只是负偏置电流从~11V Vcm 开始。
您在使用什么 VCM？ 您的原理图看起来是什么样子的？ 在如此宽的电源轨下、除非您的输入接近 V+电源轨、否则您可能会具有负 IIB。
如果您对升级 OPA 感兴趣、我们现在提供新一代无限容性负载驱动器件 OPA2994。 此器件采用现代工艺技术、因此与 LM614x 系列器件相比、我们能够提供更好的性能和更优的价格。
如果您有任何问题、敬请告知。
谢谢！
Jacob
你好、Jacob、
请参阅以下摘自原理图的内容：
I 在 U1507A 的输出上测得186-188mV、但计算结果为225.857mV。 我认为运算放大器正负输入的输入偏置电流为正、并使退出器件。
根据图6、我认为 Ibias = 168.75nA、根据电气特性、我认为 iOS = 5nA。 根据这两个值计算得出 OPAMP 正负输入的输入偏置电流。
对于我考虑的1.2mV 偏移、请参见图5。
我正在努力了解计算值和测量值之间的巨大差异是如何产生的。
此致、
Marius
你好、Jacob、
2.72V 是电位器的输出、我们使用该电位器来调节直流偏置设定点。 电位器的一个端子连接到5V、另一个端子连接到 GND。 根据我的计算结果它是2.717V。
请参阅下面不同节点的电压：
U1502B_pin5=2.73V U1502B_pin7=2.73V
U1507B_PIN6=0V U1507B_pin7=-2.52V 或-2.53V
U1507A_pin3=96.1mV U1507A_pin1=181mV 至183mV
使用这些值计算出的 U1507A 输出为218mV、而根据数据表信息计算出的输出为225.857mV：
根据测量值计算的 U1507A 引脚3上的电压 为109.273mV、而 根据数据表信息计算的113.16mV 为：
我计算的输入偏置电流为：
我在数据表中考虑的信息包括：
请参阅下面的运算放大器 LM6144/6142的输入偏置电流计算：
从我可以看到、输入偏置电流值影响了结果的值。
请告诉我这些值/公式是否适用？
谢谢！
Marius
嗨、Marius、
感谢您获取探头数据、这有助于我了解误差的来源。
您的方程式正确。
我相信我们在这里有一些方法可以提高精度。
1.
我们可以降低源阻抗
减小该电路中的电阻会增加电流消耗、但也会减小 IIB 导致的误差
2.
我们可以使用 IIb 消除电路、
这种变化实际上需要我们平衡每个运算放大器端子的源阻抗。 由于 IO 比 IIB 小得多、这将减少 IIB 造成的误差。
以下是一个很好的文档、可以更好地解释此过程： IIB 取消
3.(我最喜欢的选项)
我们是否可以考虑使用不同的 OPA？
OPA2992等器件的 IIB 比 LM6142低得多、且在 IQ 和 BW 规格之外具有更好的性能：
这样、电路就能够准确工作、而无需任何其他更改(只要您不使用 LM6142的 PDIP 封装)。
以下选项中的任何一种都适合您的设计吗？
谢谢！
Jacob
你好、Jacob、
非常感谢您的反馈。
我想我先从第二个选项开始、即消除输入偏置电流、所以我可以将此方法应用于：
- U1507B:在正输入上有一个5K 接地
- U1507A：不需要
- U1502A :在正输入有一个10K 与36K 并联
此致、 
Marius
你好、Jacob、
我在另一个电路上观察到一种奇怪的行为、我在其中使用相同的运算放大器 LM6144/LM6142。 当以下电路的输入电压为0V 时、表明在 U1500C 上存在一个具有450KHz 1.22MHz 左右的1V 峰峰值的正弦振荡。 我在较旧的原型板上也发现了同样的问题、其中的 PCB 布局非常简单、当时我想看看 PCB 布局的寄生效应是否会产生一些影响。 我怀疑 OPAMP 输入上可能存在一些可导致这种情况的寄生电容、但问题是我只在负输入端看到这种行为。
您能告诉我您的意见吗？
谢谢！
Marius
你好、Jacob、
我想通知您、我遵循了数据表建议、添加了一个 CF = 10pF 的电容、运算放大器现在看起来稳定、负输入端没有任何振铃。
但是、如果可能、我想与您讨论其他问题、并请您提供一些支持。
在 U1500D 的输出上、电压如随附图片中所示。 默认情况下、电压保持在-5.8V、这等于-Vs、一旦我设置电位器以获得预期的直流偏置栅极电压、U1500D 的输出就会开始增加、并在28.8ms 后达到1V。
时间常数 TAU=R1506*C1504为5.1ms、因此5*TAU=25.5ms。
您能否告诉我、该持续时间是否与电容器 C1504的充电时间有关？
如果您查看我们先前的某个讨论、您可以看到从原理图中摘录的内容。
谢谢！
Marius
你好、Jacob、
我在给您写一封邮件时谈到了在另一个使用 LM6144的直流偏置电路上观察到的另一个有趣行为。
在输入电压设置为0V 的情况下、可以在 积分器运算放大器的输出端观察到大约760mV-800mV 的偏移电压。
这个值看起来很奇怪、因为如果存在输入偏移电压、则积分器运算放大器的输出应增加、直至达到饱和(12V)、但在本例中约为750mV-800mV。
我试图与 C504并联在反馈环路中添加一个电阻器、成功摆脱了失调电压、但失去了积分功能。
您能说明一下该电压电平的产生原因、以及如何解决我的问题吗？
谢谢！
Marius
你好、Jacob、
请参阅以下计算：
最小频率为33.77Hz。
此致、
Marius
尊敬的 Jacob：
首先、我想与大家分享今天的一些要点：
1.根据和我分享的示例、我进行了一些反向计算以找出已定义的 Cf 和 R 的 f0db、这里是30Hz。 
我考虑了 fmin 10Hz 以及 fmax 100KHz。 计算出的 Rf 应高于15.915m Ω、我测量了 U500D 的输出(考虑到 Rf 为16m Ω)、但偏移仍然存在(通道1为 U500D 输出、通道2为 MOSFET 的漏极电流)。
偏移也出现在3.3m Ω。 我明天会在凌晨1点查看。
2.根据你分享给我的论文写的内容：" 积分器电路根据电路时间在一个频率范围内输出输入信号的积分
常数..."、我进行了一些计算：
假设 RF 为110千欧或100千欧、则可以解决偏移问题：
110千欧：
100千欧：
我观察到、当 RF=10千欧时、积分函数会丢失：
当 RF 增加到25K Ω 时、它开始作为积分器工作、但观察到漏极电流较小：
请告知我计算结果是否可行。
您能告诉我、您如何知道 RF 应在50万到100万之间？ 我明天会测试它、但我很想知道您是如何估算的。
谢谢！
Marius
你好、Jacob、
请根据您的建议500K 1M 查看下面的一些测量值。
RF=1M
RF=500K
RF=200K
RF=100k
我观察到的情况是、漏极电流幅度在某种程度上与 Rf 有关、当 Rf 减小时、该电流幅度开始减小：
RF 1M 标识= 118mA
RF=900k 118mA
RF=800k 118mA
RF=700k 118mA
RF=500k 115mA
RF=300k 114mA
rf=200k 110mA
RF=100k 100mA
一方面、我可以消除输出电压失调、但另一方面、我可以获得较低的漏极电流。
您能告诉我、为什么会发生这种情况、如何才能确保运算放大器仍作为积分器工作？
谢谢！
Marius
你好、Jacob、
关于我使用 LM6144的电路、我想最后要讨论的主题是。
我将使用以下电路来控制 FDN337N MOSFET 的栅极、其中 U1500是 LM6144、U1502是 LM6142。
我给您撰写本文的原因是、正确估算 U1500D 的输出电压(引脚14上的电压)存在一些问题、该电压施加在 FET 栅极上。 我曾尝试在公式中替换 Vo_U1500C 和 Vo_U1502A 的测量值、但仍然无法获得与我测量的 U1500D 输出电压相同的输出电压。
那么、您能帮助我理解我做错了什么吗？
U1500D 输出电压的计算公式如下所示、包括输入直流偏移和输入偏置电流的影响：
替换测量值后的结果：
测量的 Vo_U1500C：
测量的 Vo_U1502A：
测量的 FET_DRAIN_CURRENT：
测量的 Vo_U1500D：
提前感谢您、
Marius
尊敬的 Jacob：
请参阅下面的 C1504值(考虑所有容差)。
您能否告诉我、为了在测量期间靠近 GND、U1500D 的引脚13是什么意思？
当我测量 U1500D 的引脚14上的电压时、GND 从电路板上的某个位置(从螺孔)测得。
此致、
Marius
嗨、Marius、
感谢您确认您使用的电容器、这有助于我了解此误差可能来自何处。
我想知道引脚13在积分过程中是否改变了很大的电压：
电容器肯定会影响此处的误差、但您的计算表明、不应该像我们看到的那样改变积分的斜率。
这意味着我们需要开始查看电流充电 C1504。 该电流由 R1506和 R1508两端的压降产生。 理想情况下、引脚13应该是器件的失调电压：在这个电路中非常接近于 GND。
让我感到困惑的是、我们的充电电流比计算和仿真预期的要多。 我不知道为什么会这样。
IIB 产生的误差相对较小、因为我们应该讨论的是在时间= 0ms 时接近170uA 的电流进行积分。
尊敬的 Jacob：
请查看以下一些测量结果：
-集成过程中的 U1500D 输出电压:
-U1500D 管脚13电压集成过程中(如您所说为0伏):
- C1504集成期间的电流(近0A ):
-集成过程中 MOSFET 漏极电流:
-集成过程中的 MOSFET 漏极电压:
如果您还需要其他参数、请告诉我、以便能够从何处得出积分器运算放大器的测量值与计算值之间的差值。
如果从 U1500D、U1500C 和 U1502A 输出电压的测量值(在上一消息中与您共享)开始进行反向计算、可以观察到 C1504值不再是100nF、则约为2.28nF - 6.7nF。
我想知道是什么导致了 C1504值的变化？ 关于公式、我认为是正确的、对吧？
谢谢！
Marius
你好、Jacob、
从我观察到的情况来看、220nF 的电容器会使情况变得更糟。 请参阅下面的一些示波器图。
Ch1：是 U1500D 输出-引脚14
CH2：MOSFET 漏极电流
CH3：U1500C 输出-引脚8
CH4：U1502A 输出-引脚1
U1500D 输出开关周期：
U1500D 输出电压幅值：
U1500C 输出电压：
U1502输出电压：
此致、
Marius
嗨、Marius、
Jacob 不在办公室度假、我会帮助您为申请提供支持。
LM6144上的电源是什么？ 还是这种一个月前建立的电源？ 或者这是不同的应用吗？
[报价 userid="618294" url="~/support/amplifiers-group/amplifiers/f/amplifiers-forum/1416594/lm6144-lm6144-input-bias-current/5427812 #5427812"] V+连接电压为12V、V-连接电压为-5.78V、因此 VCM 范围为17.78V。请确认。
感谢您发送编修。
Carolina
嗨、Marius、
感谢您确认这些信息。 尽管 Jacob 提供的 TI 模拟电路很有用、但我认为这个关于电子教程的教程更容易理解： 运算放大器集成器和运算放大器集成器
我推荐以下内容：
以下是我使用的 Excel： e2e.ti.com/.../integrator.xlsx 可以随意更改 Rin 值、这将影响所有其他值。
如果我们这样做、我们需要满足以下条件：
请注意、这对于理想运算放大器是如何实现的。
祝你一切顺利！
Carolina
嗨、Marius、
我现在又回到办公室了。
感谢您检查220nF。
可以肯定地说220nF 的工作方式与100nF 的工作方式不同。
在这里、220nF 元件类似无意中进行了交互、导致积分器输出快速饱和。
您是否使用了100k 反馈电阻器进行任何 这些测量？
此220nF 测量的目的是希望能够评估作为 C1504值函数的误差视差。 这样、我们就可以知道我们是否处理的是电阻误差或与 C1504值不同的误差。
MOSFET 不应导致过多的输出电流从 OPA 流出、但是、由于 FET 的栅极电容、它将充当容性负载。 R1507应充分隔离此电容、从而防止由于容性负载过大而导致的问题。 欢迎您在电路板上未组装该组件的情况下检查 U1500D 输出。
回到最初的问题、我们正在尝试了解积分器斜率与先前讨论的公式中的计算值不匹配的原因、对吗？ 我在实验室中有 LM614x 样片、我可以自行测试此电路(使用元件来模拟 FET 的负载效应)。
有最新的原理图、对吗？
谢谢！
Jacob
