[参考译文] TM4C1294NCPDT：GPIO 直接驱动24伏数字开关

[引用 user="BP101"]想知道是否有人认为通过驱动 继电器所需的 GPIO 输出驱动24伏数字 PNP 开关很危险？

我将使用这句空话。

SS-FET 的成本不会比肖特基高得多、甚至可能更低。 实际上2N3906也应替换为 FET。

Robert

您可以让 GPIO 驱动一个小型 NPN xstr (额定电压为30V)、而 NPN 的(集电极开路)驱动小型 PFET 的栅极。   (因此、PFET 栅极从24V 切换到(接近) 0V -在其栅极驱动(接近) 0V 时打开。)    BTW -您写入"GPIO"-但我们无法在原理图中找到此类 GPIO。   (假设来自"Mims Jr.")

NPN 用作简单的逆变器-可能是1K 系列基极 R -发射极接地。

"555"的使用很有趣- MCU 无法提供此类"定时功能？"    (并且不受"R-C"值漂移/老化、电压变化和所有这些组件的影响...)

[引用 user="Robert Adsett72"]SS-FET 的成本不会比肖特基高得多、甚至可能更低。 实际上2N3906也应替换为 FET。[/引述]

TINA 仿真2n3906模拟 目标数字 PNP、假设 其作用与  GPIO 3V3直接驱动栅极 的数字 FET PNP 基极非常相似。 PNP 开关的控制没有详细记录、因为它与数字 电平有关、我使用的数字 FET 也是如此。  CB1提到 使用 集电极开路 NPN、这可能类似于 肖特基二极管保护 GPIO 端口免受24V 电压的影响。 重点是数字 PNP 开关具有 E 至 B 电压限制、 尤其是 在未 安装 R3 5-10k 欧姆的 SD1时。

 使用数字 FET 开关驱动数字 PNP 的另一个固有问题是 N 沟道 FET 的阈值 非常低(典型值850mv) 难以控制低于1V 的 PNP 基极、从而在 RL1处获得500mV-23.79v 的增益。 选择具有500mA 驱动电流的数字 PNP 而不 选择  独立运行的数字 FET 的原因是25Bvd 200mA N 通道。 PNP 开关极有可能永远不会因 ESD 尖峰或其他线圈相关的漏液而短路、并且速度为0.24%。  或者、 当          单个5V 500mA 降压转换器正在为两个3V3 LDO 供电时、5V Panasonic 继电器会吸收187ma、24V 继电器38ma 之间的巨大差异。   

请注意、TINA 仿真 TLC555 VCC 设置为3V3、以模拟 GPTM CCP 输出。

[引用 user="CB1_MOBIN"]当 PFET (已建议)可以轻松(干净)切换多个放大器(或更多)时，为什么使用电弧/尖峰/电流占用/ESD 生成继电器？[/quot]

有人会认为、对于 FET 而言、一个简单的补救措施、但 TI 教程 TPS22969 (负载开关) 建议 PFET 可能 会错误地驱动 POR。   额定 电压为5V @6A 的 TI 负载开关可阻止 POR 错误驱动、可能适用于5V 继电器驱动 器、但电压不足以将 FET 栅极驱动到完全导通状态、从而大幅降低 RDS。

[引用 USER="CB1_MOBIT"]在 MCU 和 PFET 之间拼接小 NPN 并不像肖特基那样起作用-它为 PFET 正确提供了"开关栅极驱动"-[/引用]

由于   TCL555 会立即在 POR 上设置 1.5秒、然后 OUT 引脚3变为低电平、因此实际上需要在 TINA 中使用 PNP  、从而避免 PFET 在 POR 上发生错误传导。  请注意、AM1曲线图基于 Tina 中提供的 PTC 以8安培开始、但 如果继电器 触点在 POR 时突然闭合、则 根据 Tina PTC 模型、电流尖峰再次接近60安培。  

https://training.ti.com/load-switches-vs-discrete-mosfets

PFET 的栅极被正确上拉/滤波、在上电期间不太可能"假传导"。   (有已知(标准)方法可防止此类情况)

PFET 可避免栅极驱动≥5V 的要求。 (wrt GND)  拼版、集电极开路 NPN (在 MCU 和 PFET 之间)在 PFET 的基极打开时提供其栅极驱动。  (将 PFET 的栅极拉至(接近) GND -打开它。)

您过去的方法是否可能会导致您(如海报 Robert 所述)可能不必要、"过早优化？"

当然、您对"MIM 的小册子 Jr"的研究揭示了"继电器抖动"的阻尼效应-比(最不可能) PFET 干扰更具破坏性...

[引用 USER="CB1_MOBIST"]PFET 避免了≥5V 的栅极驱动要求。 (wrt GND)  拼版、集电极开路 NPN (在 MCU 和 PFET 之间)在 PFET 的基极打开时提供其栅极驱动。  (将 PFET 的栅极拉至(接近) GND -打开它。)[/quot]

可能会尝试将 PFET 仿真为 C3、C4仅 为1720uf、而 软启动继电器电路仅为13200uf。 TI 培训视频链接显示 了被绘制为 NCHAN 器件的 PFET、以及 由 PCHAN 驱动的栅极。 但状态可能会发生多种不良情况、是 N 通道内联还是什么？   需要考虑的一点是、AM1仅显示 Tina 中的反向电流 、    并且当负载从 电源提供45安培电流时、流经 C3、C4的正向电流未知。

检查时间线6：53：

https://training.ti.com/how-and-why-replace-discrete-mosfets-load-switches

Yep 培训视频   的 PMOS 和 NMOS 上的 FET 通道箭头方向相反、这让整个演示非常混乱。 @10：54所述的异常是一种交易断路器、在 PMOS 上放置的 PTC 可能会阻止浪涌。

https://training.ti.com/how-and-why-replace-discrete-mosfets-load-switches

我想补充一点、Robert 和我昨天(在这里)提到过-您"引导您的解决方案"到"可能"低于恒星港口！"   (一个合适的论坛将"重申并奖励一种"、因为它在中工作"星/ Stellaris (RIP)！)

为什么选择双极 PNP 作为开关器件？    

如果您想、

• "切换到 GND。" 那么、逻辑电平 NFET 更有意义-减少了 BOM -并且更可靠。
• "切换至24V" 、然后是驱动 PFET 的"NPN 或 NFET"-(之前多次介绍)是最有意义的。

您在开场白中"质疑"您的 PNP 选择的安全性-正确地说-您的真正追求应该是消除 PNP。   (不向(另一个)猪添加唇光...)

[引用 user="CB1_MOBIST"] 使用 NFET "提供此类电压"需要驱动 NFET 的栅极(比您希望切换的电压高~10V)-需要增加电源或电荷泵或(最可能的)栅极驱动器 IC。[/quote

有趣的地方，虽然不完全是真的，因为也发现了罗伯特的想法是相似的，而蒂娜在下面证实是真实的。   在低侧具有3.8v 栅极阈值的 NFET 在10V 之前的良好导通、但损耗 QGD 等为多少。 pro 是 24V 继电器可以完全 移除 (节省成本)由于 TI 负载培训未能实现容性预充电、因此在 切换162V 之前、似乎通过 DS 发生了电容预充电、例如2 Ω IPC。

[引用 USER="CB1_MOBIT)]您可以施加一个简单的 NPN 或小型 NFET (例如2N7002)-(如前所述、在 MCU 和 PFET 之间。)   此类 NPN 或 NFET 会将 MCU 的 GPIO 输出反相-不提供24V (返回微型)的路径、因此(安全)会在24V (关断时)和(接近) GND 之间切换 PFET 的栅极。 (开启时)。[/报价]

经测试的集电极开路 NPN、但   无法针对 PFET 或 NFET 实现3V 栅极阈值、数字 PNP 似乎最好 将3V3电源切换到 FET 栅极、 并将+5V 切换到+15V 、这是出于某种原因 、FET 栅极阈值不会像您所认为的那样发生反应。   编辑：即使 通过预偏置 BJT 数字 PNP、通过 R10的电流也远高于 GPIO 12mA 规则规定直接开关 NFET。

之前  的 Tina 仿真/图中预应用了162v 以上、但  插入5ms 更短/更长的延迟(VG2)后   、 通过  声明的适当额定 ICL 会出现58安培的电容预充电尖峰、以抑制 此类电容预充电 浪涌。  目前 、软启动 HVDC 电源 具有 330欧姆10瓦 并联 短路开关 (手动)系列162v 和 1.5秒 POR 延迟 2.5kw 电源 、适用于低压/高压直流。 因此、考虑 TM4C1294NCPDT 受不可预见的 POR 尖峰 Tina 仿真(Relay/NFET)的影响 、因为每个电路在 HV +/-5ms 延迟内产生58安培 POR 尖峰。

[引用 user="BP101"] ｛此处引用 CB1｝

使用 NFET "提供此类电压"需要驱动 NFET 的栅极(比您寻求开关的电压高~10V)-需要增加电源或电荷泵或(很可能)栅极驱动器 IC。

有趣，但不是完全真实 的[/引述]

~10V (V_GATE 高于 V_DRAIN)适用于"标准" NFET -"逻辑电平"器件可在较低电压下工作-但其规格表明、与标准 NFET 相比、它们(大多数)始终"受损"、或者在以较高的 V_GATE 电平驱动时。  (只要符合 V_GATE 规格。)

从决策者的角度来看、您已经让一家"不知名"的公司在功率 FET 专业知识方面产生了怀疑。   您对(实际) FET 制造商(Infineon - IR 的 SWallower)(更合适)资源的评估是否会证明更合适？   (回答：mais oui -确定！)   不知怎么说——通过“战斗之雾”——你似乎错过了这一真理！

祝您的项目好运(无论什么)现在对我来说有点太"贪婪"了、(毫无疑问)驱动 PFET 的 NPN/NFET 是一种用于拉电压和各种电流电平的经典技术。   采用适当的设计可避免 POR 问题- IR 和 Infineon 的应用手册/技术专业知识在这方面(FET)表现得非常出色。

对于对进一步的"P-FET 作为高侧开关"电路详细信息感兴趣的人员、提供了以下链接：
www.onsemi.com/.../AND9093-D.PDF   (也有其他类似的写操作)

这是一个相对简单的7页(快速读取)、它很好地说明了当用户试图实现"高侧开关控制"时、使用"P-FET"作为"导通元件"。   具体而言-图 5、6和7驳斥了"不良事物"造成的(模糊和无根据的说法)。

正确的设计(最常见的情况)成功...

[引用 user="BP101"]

CB1_MOBILE

 使用 NFET "提供此类电压"需要驱动 NFET 的栅极(比您寻求开关的电压高~10V)-需要增加电源或电荷泵或(很可能)栅极驱动器 IC。

很有趣，但并不完全是真正的发现

[/报价]

是的、这完全是正确的。

[引用 user="BP101"]可以  完全 移除 prop 为24V 的继电器 (节省成本)由于 TI 负载培训未能实现容性预充电、因此在 切换162v 之前、似乎通过 DS 发生了电容预充电、例如2欧姆 IPC。

您仍在开启高侧、为什么要开启高侧？ 它完全没有任何作用。 类似地、跨 FET 并联100k。

您的栅极电阻器完全过大、PTC 不应在那里、这些电容器也不应在那里。 可能是反映默认状态的上拉或下拉。 您是否了解过标准栅极驱动电路？

此外、我可以告诉您的 FET 不再存在。 就 MOSFET 而言、它看起来很古老(关断状态电流较大)。 考虑到负载(24V/8mA)是 BSS123等标准 SS FET (将关断状态电流降低三个数量级、并且可从多个供应商处轻松获得)、因此是一个更好的选择。

Robert

Robert A.："您在使用锗点二极管时、为什么不使用呢？"   显然、"Tag of the month"比 Retr滞后 的 TM4Cxyz 更有洞察力！"

海报 Brett 对(已离职) Radio Shack 的 Tech Lib 具有亲和力。  (尽管我已经引导他走向"Robert 的书架")、这种"基于业余爱好的电路"在牙齿上"有点长。

当然、复制此类密码电路的危险-通常器件是低于标准/跌落-并且(即使执行(勉强)至规格)-不能与今天发布的电路竞争。

您当然可以正确地质疑 Brett 选择"高侧"开关的问题-尤其是因为这会使设计复杂化-并且已经确定了"没有可识别的优势"！   (当"帮助者"向海报上的"攻击方法"屈服时、是否可以避免这种低效率(真正)？   (回答：不是！)

此外、虽然从未解释过、但24V 电压的要求(很可能)源于"使用继电器！"   (假定为-与锗点二极管(很好)连接...)

如果海报展示"他们的目标"-不受"解决方案"的影响、效果会好得多！

愿人人都能享受一个"不喜欢"和"无劳动"的日子。   (在美国/位置)

你们两个人在世界上都在大声疾呼 ？   在我发布的任何原理图中都没有说明高侧 FET 开关。

@ Robert ICL (250/500 Ω、40安培) 需要降低 流入(空)并联680uf 电容器的反向/正向浪涌电流、(1360uf)  瞬时承受 163vdc 电压、从而直接反映电池 SOC。  否则、当没有 ICL 时  、在 FET (始终)打开之前会出现200-1k 安培或更大的电流尖峰(对于无继电器触点也是如此)。  FET 仅在 软启动 延迟周期后开启、 大约 为90V-130V 、因为 直接需要低侧接地开关(无 CP)。  当 FET  栅极  增加电子时、数字 PNP 可以为其提供几乎完整的3V3电源@500mA。 在此低阈值偏置 模式下、栅极下拉 R2的速度可在10k 至100k 之间。

您错过的两个器件是 TPS22969是 NFET 负载开关(不是 PFET) 在  PTC FET 电路中也应该一样工作-- --一旦  从公式中删除了预充电和导通软启动延迟浪涌尖峰。  这两个都在 添加实际供应商 Spice 宏后在仿真中被逮捕。  

正如我在 集电极开路 NPN 开关之前所说的那样、FET 栅极无法产生足够高的电压(阈值)、甚至无法使用3V3电源将其导通。  LC555和 NFET 偏置电压均处于相同 的电压电势、因此 无需使用 SD1 24V 继电器电路。

我很想测试 您在 Tina 布局(*。TSC)中展示的任何原理图并 发布 图形报告。

进度计数、Tina  逐一消除瞬态故障。 VM3= IRF540 NFET 栅极阈值、AM3= ICL 电流、AM1=浪涌电流。

继电器件是一款经实践检验的电路、可直接从 GPIO 驱动2n2222开关+24V、在 Tina 高于晶体管基极电阻器上的 VDD 电势后、似乎有点冒险。  基本上、对于如此大的反极性、同样的问题是、1个二极管会下降、为什么也会出现 PFET 下降。 优点是只有电容器接地返回路径通过 Tina 中的 FET、而不是电桥驱动器直接接地路径使断路器的作用大大降低。

在"半 PDF "中、还提到使用比 PFET 更少的 NFET、这使我在内部感到很 rosy。 请注意、在 Tina NFET 源极接地与负载和漏极在接地水平时朝向负载、就像附近的另一个桥式驱动器一样。 劳动节快乐——我整天都在这里！

[引用 user="BP101]\n 您在世界上有哪些人在大声疾呼 ？？   在我发布的任何原理图中都没有说明高侧 FET 开关。

恐怕我们(或至少我)误读了您的原理图。 您的栅极驱动器位于顶部吗？ 我强烈建议您获得一份电子艺术的副本、并阅读其有关绘制原理图的部分。 您绘制的是不透明的。

让我再次强调我们的观点。 获得合适的栅极驱动电路。 栅极电阻器过高、即使在测量它的位置、驱动电压也永远不会足够高或足够低。 您实际上始终处于线性区域。 这是一件非常糟糕的事情。

[引用 user ="BP101"]需要使用 ICL (250/500 ohm 40amp) 来减慢 反向/正向浪涌电流进入(空)并联680uf 电容器的速度，(1360uf)  立即进入 163vdc 直接反映电池 SOC。

如果您担心浪涌升高、大容量电容器接地可能会导致比它解决的更多的问题。 处理这一问题的正确方法是通过预充电电路。 所采用的形式取决于应用程序。 它可以是单独的继电器、也可以是绕过导通开关的专用输入。

根据电容器的不同、它甚至可以被完全忽略。 在我们的电动汽车控制器上、这种做法很常见。 电池的处理能力远远超过电池的处理能力、电容器也是如此。

更糟糕的是、您选择的 FET 无法承受该电压。

[引用 user ="BP101"]您错过的器件是 TPS22969 、它是 NFET 负载开关

很明显、很容易错过、我在电路中仍然看不到它。 您是否错过了它是5V 器件？

等一下、您是否正在尝试构建预充电电路？

Robert

[引用 user="BP101"]提到使用的 NFET 比 PFET 的 RDS 更少、这让我在内部感到很轻松。[/引用]

确实是这样-但成本(大幅)增加了电路复杂性！   (如上所述-现在重复-为了"缓解 NFET、您必须驱动其栅极"高于 FET 的电源电压"。)   

这迫使设计具有额外的尺寸、成本和复杂性-这考虑了 PFET 在(许多)高侧开关 APPS 中的使用   实际上、如果您阅读任何电池/平板电脑"撕裂"内容、通常情况下、只有 PFET 用于开关电源！   (这些似乎(很难)避免了(声称的) POR 瘟疫——难道不是吗？)

请注意、供应商的文章明确地指出、当电流为一位数时、"为 PFET 投票"。  您的"带走"不太可能反映作者(或 CB1)的意图...

[引用 user="BP101"]

[/报价]

[引用用户="BP101]Relay 器件是一款经过验证的电路、但直接从 GPIO 驱动2n2222开关+24V 在 Tina 高于晶体管基极电阻上的 VDD 电势后、似乎有点冒险。  基本上、这种巨大的反极性也存在同样的问题、1二极管压降、为什么也会出现 PFET 压降。

那么、让我们看看我是否清楚了。 您打算将上述继电器替换为 FET 吗？

请注意、 您确实只能使用大约225uF 的电容器。 可能是为了试图摆脱较低电压电容器、您将它们串联在一起。 这大约是先前电路的电容的1/6。 几乎想知道您为什么关心浪涌。

[引用 user="BP101"]优点是只有电容器接地返回路径通过 Tina 中的 FET，而不是电桥驱动器直接接地路径使交易断路器的数量大大减少。[/引用]

说什么！您是否有电阻器隔离这两个或其他东西？ 如果这不在您的桥上、会发生什么情况？ 电桥上有什么呢？ 电桥上的电容也应相当大。

[引用 user="BP101"]在半 PDF 中，还提到使用的 NFET 的 RDS 比 PFET 少，[/引用]

类型。 对于一组给定的约束条件、情况确实如此。 不过、Rdson 并不是唯一的品质因数。

是的、将继电器替换为 CB1淋洗数次、但按照您的建议使用 NFET、始终需要切换低侧。 电容保持680uf 可能稍高但不低、串联模式可提高工作电压   、400Vdc 电机驱动。 喜欢 使用 TPS22969 、可能 会并行两 个峰值增益为12安、但担心 通过 dV/DT 等可以轻松超过-0.3V 最大值。 培训视频建议仅添加一个电容来斜升负载电压斜坡订单 软启动 和抑制浪涌、很好 的一点是、它通过 3V3 GPIO 端口直接驱动假设电流驱动很小。  计划使用 这些图中未显示的 IR75安培 NFET 、但这可能是一种过度使用。  

[引用 user="Robert Adsett72">如果这不是桥上的、则是桥上的什么？ 桥上有什么？[/quot]

1360uf 并联电容使电桥接通、其中高侧直接连接(+电容)、并通过分流器从  距离电容几英寸的更可靠铜路径中获得源极接地。 这个后置电路 提供一个相似 的分支接地通路、一个 针对电桥高电流、 另外 一个针对 电容纹波、减少了流经 PCB 接地层的电流。 不同之处在    于 PCL 在实际拉入时断开、如果继电器发生故障、ICL 必须平衡整个负载或打孔并冒烟、但如果 NFET DS 短路、则不会对 HV 造成任何损害。 理想的 ICL 将具有高启动电阻  来抑制浪涌、然后降低 染色条件下的电阻和恒定电流、以便 在 NFET 发生故障时保持负载运行。  

[引用 user="Robert Adsett72">排序。 对于一组给定的约束条件、情况确实如此。 不过、Rdson 并不是唯一的品质因数。

SOA DC 似乎更多地是一个问题 NFET 连续 IDS 或 QGD 并且 位于电容器的接地侧 、通过许多匝箔/油获得隔离、从而避免在 接近或高于 BVD 时出现更高的电势、 除非电容器短路、然后主保险丝熔断....  

[引用 user="BP101]Yes'是的、将继电器替换为 CB1淋洗了几次、但使用 NFET、正如您所建议的、切换低侧始终是预期的。 [/报价]

这对该负载没有意义。 太多的事情会受到地基上升的影响。

[引用 user="BP101"]电容保持680uf

否、在这两种情况下都不会。

在您的第一个原理图中、您有两个680uF 电容器并联、总电流为(2x680) uF、在第二个电路中、您有三个680uF 电容器串联、总电流为(680/3) uF (前提是您的电容器匹配良好)。

[引用 user="BP101"]如需 使用 TPS22969 、可能 会并行使用两 个峰值为12安培的增益、但担心 通过 dV/DT 等很容易超过-0.3V 的最大值。 [/报价]

这是一个5V 器件、您不能、只能在163V 总线上使用它。

[引用 user="BP101"]

Robert Adsett72.

如果这不在您的桥上、会发生什么情况？ 电桥上有什么呢？

[/报价]

嗯、您担心电流尖峰会达到~230uF、但电流尖峰会达到1360uF、这一点无关紧要？

[引用 user ="BP101]]此帖子中的电路 提供了类似 的分支接地通路、一个 用于电桥高电流、 另一个 用于 电容纹波、减少了流经 PCB 接地层的电流。 [/报价]

！？？

[引用 user ="BP101]SOA DC 似乎更关注 NFET 持续 IDS 或 QGD 、并且 位于电容器的接地侧 、通过多次转动箔片/油来实现隔离、从而避免在 BVD 附近或更高的电位出现、 除非电容器短路、然后主保险丝熔断....  [/报价]

我甚至在解析它时也遇到了问题。

Robert

[引用 user="Robert Adsett"]在第二个示例中，您有三个680uF 的串联电容器，总计(680/3) uF (前提是您的电容器匹配良好[/引用]

类似值的串联电容器只会增加工作电压、 总电容值将不小于最小电容器 值、 工作电压也是如此。  

[引用 user="Robert Adsett">这对该负载没有意义。 太多的事情会因提高基础而受到影响。[/引述]

开发接地旁路 电路的 TI 工程师不认为是这样。  ICL 热阻和 NFET 的 RDS  主要对 流向接地的(容性纹波电流)作出反应、但 对电桥电流的反应不大 、因为 C3 C4 主要充当 滤波器、B+ 电流源、并不存储实际的电压源。  流经 或来自 C3 C4接地的反向电流不大、因为旁路 不直接连接到桥接地源。 例如 、电流 (始终)占用最小的接地电阻路径、欧姆定律可能成立。

[引用 USER="Robert Adsett"]嗯，所以你担心电流尖峰会达到~230uF，但电流尖峰会变成1360uF 是不相关的？

不确定如何解析这种情况--您是否查看了所附的小于700mA 的 Tina 图结果。

[引用 user="Robert Adsett"]这是一个您无法使用的5V 器件，只能在163V 总线上使用它。[/quot]

再次检查 NFET 的确切位置？ 不在高侧、而是在 右侧接地 、TPS22969  连接也是如此。  该论坛正在查看它。

[引用 user="BP101"]

Robert Adsett

在第二个中、您有三个680uF 的串联电容器、总计(680/3) uF (前提是您的电容器匹配良好

[/报价]

不、不、不、不！

例如、请参阅 http://farside.ph.utexas.edu/teaching/302l/lectures/node46.html 我在初中中学到了这一点、此后没有任何事情会破坏这一基本理解。

Robert

[引用 user="BP101"]

Robert Adsett

嗯、您担心电流尖峰会达到~230uF、但电流尖峰会达到1360uF、这一点无关紧要？

不确定如何解析这种情况--您是否查看了所附的小于700mA 的 Tina 图结果。

[/报价]

是的、但您指出、这与您稍后将电容器串联在一起展示的电路相同。 那么、您说现在您有两个带两个不同预充电电路的电容器背面？

[引用 user="BP101"]

Robert Adsett

这是一个5V 器件、您不能、只能在163V 总线上使用它。

再次检查 NFET 的确切位置？ 不在高侧、而是在 右侧接地 、TPS22969  连接也是如此。  该论坛正在查看它。

[/报价]

请告诉我这件事。 在 FET 关闭的情况下、施加电压时 FET 上的最大电压是多少？ 这应该是一个简单的信封计算背面。 或者、您可以根据您已有的仿真结果进行计算。

[引用 user="BP101"]

Robert Adsett

这对该负载没有意义。 太多的事情会受到地基上升的影响。

[/报价]

是否是在 FET 电桥旁路的情况下为此负载开发的？ 我强烈怀疑不是。

[引用 user ="BP101]ICL 热阻和 NFET 的 RDS  主要对 流向接地的(容性纹波电流)作出反应、但 对电桥电流的反应不大 、因为 C3 C4 主要用作 滤波器、B+ 电流源、不存储实际的电压源。  流经 或来自 C3 C4接地的反向电流不大、因为旁路 不直接连接到桥接地源。 例如 、电流 (始终)占用最小的接地电阻路径、欧姆定律可能成立。

首先、这是过简化、电流将沿着阻抗最小的路径流动、而不是电阻。 在处理像您一样的高速电流时、差异很重要。 其次、您认为电容器纹波来自哪里？

Robert

[引用 USER="CB1_MOBIST"] (正如之前所述-现在重复了-为了"缓解 NFET、您必须驱动其栅极"高于 FET 的电源电压"。)   [/报价]

嗯、相对于这个布置、NFET 不为 B+电源轨供电、  也许 PFET 不适合 接地旁路电路。 由于 NFET 源极端子 接 地、因此无需电荷泵、由于   漏极永远 不会接近 BVDSS 且如此接近接地、因此只有栅极源极电势必须仅提升至 GS 额定阈 值、这似乎只有最小的 RDS 压降。 这使人们对低于 50安培或约50安培的持续直流电流的 SOA 表产生了疑问、该表位于  最后一 个周期和下一个周期行下方的表的最左侧。  

另一方面、PTC 保持高阻抗 、除非 在 NFET DS 上发生快速电流变化、否则 会因电流负载升高而降低热变化下的电阻值。

 然而、电解电容器是一个直流器件、并且在内部将接地与 B+分开、所以使用 NFET 甚至 PFET 的旁路可能同样正常工作。

[引用 USER="CB1_MOBIST]*另外请注意、供应商的文章清楚地指出、当电流为一位数时、"对 PFET 的投票"。  您的"带走"不太可能反映作者(或 CB1)的意图...

我的主要目的是将 PFET 用于 B+电源轨而不是接地轨、这在电源控制系统中似乎得到了关注、因为大多数被视为交流供电而非直流电池。 可能是因为 RDS 值太低 、而不存在、 因此 许多工程师假设  直流逆变器交流电源侧的 ICL 会覆盖浪涌电流。 看似直流 太阳能电池板和 HEV 技术发展 了工程师摆脱潮湿座椅的需求、并在 地面 侧电源控制中进行一些实验室实验。

https://www.onsemi.com/PowerSolutions/segment.do?segmentId=Automotive&utm_source=home-page-banner&utm_medium=hpb&utm_term=&utm_content=link-automotive-page&utm_campaign=automotive

[引用 user="BP101"]我的目标是 PFET 用于 B+电源轨而不是接地轨[/引用]

是的、并且由于电源电路中接地漂移的明显原因。 可以执行此操作、但对于低功耗系统、高侧的 PFET 也将起作用、而更高功率的系统不会进行预充电或使用接触器。

[引用 user ="BP101"]看似直流 太阳能电池板和 HEV 技术不断发展 、工程师需要摆脱潮湿的座椅、并在 地面 侧电源控制中进行一些实验室实验。

您一直在谈论预充电、而不是控制。 不同的问题区域。 至少在80年代后期、电动汽车一直在使用低侧电源控制、同时仍在对高侧进行预充电(或未进行预充电)

Robert

[引用 user="BP101"]……工程师需要摆脱 潮湿的座椅、并在 地面 侧电源控制中进行一些实验室实验。[/quot]

说"潮湿座椅"也描述了您的座椅-不是吗？     足够的"免费咨询"-世界(或至少本论坛)-等待"下一个"英国石油公司"突破！"

BTW -您的主题行"直接驱动 PNP 数字开关"揭示了您的严重"设计缺陷"-即"直接驱动"来自(严重)有限的"跨压"。  (MCU GPIO 提供3V3电压范围-如您所知)   

我(第一个回答帖子)建议在 MCU 和(PNP 或(首选 PFET)之间"强加一个"NDET 或 NP"、这将使您能够对 PNP (或 PFET)进行"完全正确"控制。   这证明了这一点、因为 NFET 或 NPN 对 PNP/PFET (基极或栅极)输入启用(接近) 24V 跨度-从而实现适当的开关操作...

继电器的使用仍然很好奇- PFET 可以可靠地提供您的主题行和打开柱原理图(通过不正确驱动的 PNP)所需的24V 电压...

[引用 user="Robert Adsett">请向我介绍这一点。 在 FET 关闭的情况下、施加电压时 FET 上的最大电压是多少？ 这应该是一个简单的信封计算背面。 或者、您可以根据您已经获得的仿真结果进行计算[/quot]

请注意 、上一个布置图是对 NFET 电路中无功电能的瞬态分析、而不是 TI 继电器旁路 与   最初布置的瞬态分析类似、接受电容器在 Tina 分析中是并联的、并使用2个数字 PNP。  

几篇文章之前提到、162v (VG2)开启时有35mS -125ms 的延迟、 VM4如何对空 C3、C4上的电压突然冲击做出反应？

在 Tina 中使用并联电容进行的 PNP 驱动继电器瞬态分析与 NFET 分析结果不远 、但此时二者都有500欧 姆代替 ICL。   供应商 Spice 宏问题。

具有 35mS 延迟 开关 B+ VG2直流总线电源的电路的瞬态分析操作点、请注意继电器 VM3尚未引入。

[引用 user="Robert Adsett">注意您甚至没有回答问题。 VM4不是 FET 两端的电压[/报价]

实际上、VM4从0v 开始、并解释 了 DS 上的压降是0V、但我将仅针对 GHz 对 DS 进行运行 VM 分析。

[引用 user="BP101"]确定您赢得了该项[/引用]

如果您以极其有限的术语定义"那"。    (那) WIN 代表"冰山一角"-是指您在这里寻求设计指导/咨询...)

[引述 USER="CB1_MOBIT"](该项) WIN 表示"冰山一角"-您是在这里寻求设计指导/咨询...)[/QUERPLET]

那么、您没有从 Tina 分析输入中学到任何东西？  NFET 比继电器更可靠是如何不让 供应商有理由 构建 可行的解决方案、使 TM4C1294NCPDT 可以通过 TPS22969等 GPIO 端口直接控制 以替代 过时 的旁路继电器。 请注意、即使是接近   26.16ma 的数字2 PNP 电路源也会使  继电器@22V 而不 是0V 悬空、 电流也远高于单个 GPIO 端口能力。 C2000工程师 用于驱动24V 继电器的单个 NPN 开关对 GPIO 端口很危险。

很难相信美国在几十年前曾登上月球、   但在直流电容 浪涌电流下仍被扣为人质。 在我看来、目前应该有数十亿美元的智能电容器、这些电容器在空电时不会浪涌、并且仍然提供 纹波的基本滤波。  

[引用 user="Robert Adsett"]我在初级中学到了这一点，此后没有任何事情会破坏这一基本理解。

 很奇怪、TI 工程师 在400VDC 电机逆变器电路中仅放置了226uf 电容器、以 减少 GTO dv/dt 并提供 PCB 电子 储备。  我的原 生直流逆变器具有470uf 162v 几乎不足以降低不需要的 FET dv/dt、 而且我知道、GTO 通常 是很好的 dv/dt 违反者。

[报价 USER="CB1_MOBIT"]您还可以选择5V GPIO -配置为"开漏"-并正确地"将栅极上拉至5V[/报价]

TINA 图显示 了3V3以上的 TLC555输出、其中+5V 数字 PNP 基极连接 到 GPIO、  GPIO 端口的 OD TINA 仿真目前将呈现黄金状态。  Fairchild FL3100T 低侧15V 栅极驱动器似乎 非常适合 GPIO 驱动电流限制12mA 最大值   请务必同意、如果 Tina 显示在栅极应用小于3V3的结果  、那么假设即使不要求全部产生实际的坠尘、也有可能实现低 RDS、这是高风险的。  

[引用 user="Robert Adsett"]否，否，否，否！

不得不承认，40年来从未串联3个甚至2个电容器 ，更不用说用 DMM 电容器检查器测量它们了， 只有过去3年才收购了这颗小宝石。

您可以正确地将类似值的电容除以、检查 DMM 上的3*680系列、结果却发现其测量值远低于预期值。 必须是正在考虑的不同额定电容器的工作电压、但绝对不能使用 总和以外的产品。

想         知道 TIDA-00195 TIDUA15A PWM 电机驱动是否发生了相同的错误、或者在300-400Vdc 时、240uf 看起来有足够的储备、对于长双绞线末端的22kW 直流逆变器 IGBT 模块而言、它似乎很小。 也许现在很高兴我没有这么快地跳入火中。

[引用用户="BP101]]很难相信美国在几十年前曾登上月球、   但在直流电容 浪涌电流下仍被扣为人质。 在我看来、目前应该有数十亿美元的智能电容器、这些电容器在空电时不会浪涌、并且仍然提供 纹波的基本滤波。  [/报价]

有些电容器可以承受浪涌。 问题通常是保险丝或接触器等外部电路。

Robert

[引用 user="BP101"]

不得不承认，40年来从未串联3个甚至2个电容器 ，更不用说用 DMM 电容器检查器测量它们了， 只有过去3年才收购了这颗小宝石。

[/报价]

根据电容器定义进行相当简单的推导(如前面提供的链接 I 中所示)将会显示该电容器。 以及简单的节能计算。

[引用 USER="BP101]22kW  直流逆变 器 IGBT 模块在 长 双绞线末端似乎很小。 [/报价]

哪一端？ 如果是电容双绞线、然后是电桥、我怀疑任何电容都足够大。

如果是双绞线、然后是电容和电桥、则双绞线是次要考虑因素(尝试扭转00电缆)、但不建议将源线电缆缠绕在铁芯周围(我们确实有客户这样做)。

Robert

[引用 user="BP101"] 让我们单独使用 DMM CAP Checker 来测量它们[/quot]

嗯、测量电解电容并不是那么困难(至少达到一阶)。 您所需要的只是一个电阻器和 一个恒定电压。 如果您担心超出电源能力、则需要使用几个电阻器。

恒定电流源也会起作用。

Robert

[引用 user="Robert Adsett">哪一端？ 如果是电容双绞线、然后是电桥、我怀疑任何电容都足够大[/引述]

再次检查上面的 TIDI 链接 已编辑、但为了回答 YRQSTN  问题、它似乎将 IGBT 模块固定在远离 PCB 电容器和栅极驱动器的所有位置。

旨在推断 智能月亮电容器可能会通过设计降低浪涌电流、 因为 在箔匝之间进行某种面向未来的分子油敷料、这也会在饱和时降低电容器 ESR。