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[参考译文] UCC28051:提高功率因数

Guru**** 2387830 points
Other Parts Discussed in Thread: UCC28051, UCC38050
请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/1505662/ucc28051-improving-power-factor

器件型号:UCC28051
主题中讨论的其他器件: UCC38050

工具/软件:

尊敬的团队:

我目前正在使用 UCC28051设计功率因数校正(PFC)电路。 设计要求如下:

  • 输入电压:  340至440 Vrms (标称值:400 Vrms)
  • 输出电压:  665 V
  • 输出功率:  150瓦
  • 所需功率因数(PF):  从轻负载到高负载的整个负载范围内>0.9

在较轻负载下、功率因数会出现问题。 具体而言,我们在标称输入下的输入功率为55VA 时测量的 PF 为0.765 ,而在该功率等级及以上要求 PF 为≥0.9。

我已经利用 TI 网站上提供的 UCC38050的 MathCAD 注释来计算元件值。

您能否提供有关此问题的潜在解决方案的建议? 如果这是已知问题、我愿意分享原理图以供进一步分析。 但是、由于 NDA 限制、我只能通过个人联系人分享原理图。

提前感谢您的帮助。

此致、

Dilip Ramgir

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    您好 Dilip、  

    请记住、PF 是谐波失真和相移的组合。  

    线电流失真(THDi)取决于谐波电流相对于基波电流幅度的影响。  
    相移主要取决于 PFC 之前的 EMI 线路滤波器中存在的 X 电容大小。  

    对于低 PF 问题、必须弄清楚低 PF 中有多少是 由较高的谐波含量(轻负载时由于 PFC 性能降低而产生的失真)引起的、以及电容电流的 X 电容相移与输入电压间的关系引起的。  
    X 电容电流始终引领交流电压90度、但电流的幅度取决于总 C 值和输入电压。   
    与最初为230V 交流使用设计的电压相比、400VAC 输入自然会在滤波器中产生更高的无功电流。  

    可以通过减小总 X 电容值来增加轻负载 PF。  不过、这可能需要增加共模和差模电感滤波来进行补偿、从而保持 EMI 滤波性能。  

    因此、在确定由 cos (phi)引起的低 pF 量后、您可以集中精力关注失真引起的噪声量。  
    失真电流的波形可让您线索 导致失真的原因、并据此确定减少失真的对策。   

    此致、
    Ulrich

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    您好  Ulrich、

    我已将我们的意见附在下面的文件中。

    我们观察到以下几点:  

    1. 输入电流在输入电压的过零附近失真、因此我们无法测量"Vin"和"In"之间的精确相位延迟、如文档随附的结果中所示。
    2. 总 X 电容器值总计高达0.3uF、我们将减少该值、并按照您的建议检查结果。
    3.  另一个问题是、如果我们增加差模电感滤波器、这是否会影响功率因数?

    此致、

    Dilip Ramgir

    PFA.

    e2e.ti.com/.../Query-to-TI.pdf

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    您好 Dilip、  

    感谢您提供波形和原理图的某些部分。   

    在您的电流波形中、我会看到很多失真以及明显的相移。  所有三个功率级别的超前相移都是相同的、因为交流电压和线路频率是相同的、但在负载较轻时失真更严重、在负载较重时失真更好。  
    尽管相移很重要、但我认为您的低 PF 大部分是失真导致的、因此我们必须找出导致这种失真的原因。   

    您是否使用 CST-1005代替电阻检测来对 UCC28051进行逐周期电流检测?  如果是、则该传感器不适合此 PFC 应用。  如果它用于 与 PFC 控制无关的其他一些应用的电流检测、则不会影响 TDHi。  

    我对您的观点的评论:  
    1、 严格来说,Vin 相对于 Iin 没有相位延迟(滞后);相反,Iin 相对于 Vin 有相位超前。  目前、确切的相位超前量并不重要。  减少电流波形失真更为重要。
    2. 只需移除3个 X 电容器中的2个,就可以明显减少相位超前,并提高 PF。  有多重要并不重要、因为这只是为了证明有关 X 帽和 PF 的要点。  此时、减少失真更为重要。  不过,做这项练习还是很好的。   
    3. 是的,但你已经有很多相位超前,所以增加 DM 扼流圈会减少相位超前 ,提高 PF ,不会伤害它。  

    如果可能、请发布 PFC 电路中采用 UCC28051标准设计实践的部分。  每个人都使用相同的电路拓扑、因此您不会泄露任何违反 NDA 限制的机密设计信息。  您不必发布整个转换器原理图。

    此致、
    Ulrich  

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    您好 Ulrich、

    是的、我们没有将 CST-1005用于电流检测、而是用于其他目的。

    感谢您的回应、我们在 移除 X 帽后、实际获得了更好的 PF。

    我将和大家分享原理图的 PFC 部分:  

    升压电感器的详细信息如下:

    • Lpri - 3.67mH
    • NPRI/nsec - 20

    此致、

    Dilip Ramgir

    e2e.ti.com/.../1_5F00_Query-to-TI.pdf

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    您好 Dilip、  

    感谢您提供更多信息。   

    我想澄清一些差异:  

    在上面的帖子中、您提到 Lpri = 3.67mH 且 NPS = 20:1。
    但是、在之前包含波形的 pdf 文件中、它表示 升压电感器= 2.7mH、 在最新的原理图文件中、升压电感器引脚5附近有一条注释、表示 NPS = 13.8:1。   

    请确认实际的正确值。  

    在您的原理图中、我看到了 3个 主要问题:

    1. 控制器的 ZCD 输入前面是一个 R-C 滤波器、其 R1 = 100kr 和 C11 = 100nF。  这会产生10ms 的时间常数。
    对于具有低微秒周期的开关频率、该值超过4个数量级的时间过长。   
    我建议设置 C11 = 10pF (对于1us)、并且其值可以在稍后在电路板评估期间进行优化。

    2、 CS 输入具有一个 R-C 滤波器 R12 = 1KR 和 C12 = 1nF、时间常数= 1us。  这会在检测 CS 输入端的峰值电流时引入1us 延迟、从而可能允许过大的过载电流。  我建议设置 C12 = 100pF。  

    3. 将浪涌限制器 RT1与旁路 二极管 D14串联,不会限制浪涌电流。  
    RT1的较高阻抗使浪涌电流更喜欢通过升压绕组和升压二极管。  这基本上违背了 D14的用途(即在开始开关时保持电感器和 MOSFET 的浪涌电流流出)。  
    我理解能够尽可能减少 RT1导致的稳态损耗、但这不能限制其当前所在位置的浪涌、而 D14无法保护 MOSFET。  

    此致、
    Ulrich

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    您好 Ulrich、

    嗯、升压电感器值为3.67mH、匝数比为20:1、这适用于较轻的负载、但随着负载的增加我会  听到嗡嗡声、我怀疑由于电感值的增加、开关频率会降低、我听到嗡嗡声。 因此、升压电感从3.67mH 降低到2.7mH 可以正常工作、PF 没有太大差异。

    • 在示意图中、它被错误地表示为13.8:1。
    • 根据您的建议、我将在 ZCD 和 CS 线路中更改电容器、并再次测试结果。  
    • 关于浪涌保护、我计划移除 D14和 RT1、并使用与 D32串联的有源浪涌保护电路。 使用有源 PFC 电路时、我们应该采取哪些预防措施、我们是否应该仅在大容量电容器充电至特定限值后才打开 PFC? 或者是否有任何可以实现的软启动类型配置。

    如果可能、您甚至可以建议使用任何可与该 IC 配合使用的浪涌限制电路?

    此致、

    Dilip R

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    您好 Dilip、  

    如果将有源浪涌限制器与 D32串联使用、请确保在大容量电容充满电至交流线路峰值之前使 PFC 栅极驱动保持关断状态。   您不希望 MOSFET 在电感器中仍然存在浪涌电流时开始开关。  

    此致、
    Ulrich

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    您好 Ulrich、

    将 IC 的 Vo_SNS 引脚拉至接地、直流母线被抖动是否有效、或者我们是否必须切断 IC 的电源、直到直流母线充电?

    此致、

    Dilip R

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    您好 Dilip、  

    是的、将 VO_SNS 拉至0.15V 以下(拉至 GND)、直到浪涌结束后、将使 MOSFET 阻止开关。   
    在此期间、IC 可以具有 VCC 偏置。   

    此致、
    Ulrich

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    您好 Ulrich、

    我已将反馈电阻器设置到 INV 引脚、以便我实现 2.5V 在' 反转 "引脚 665V  即(Rupper = 1.88Meg ohm、Rlower 为7.12k Ω)。 {(665*7.12)/(7.12+1880)= 2.5V。

    1)为了实现更好的功率因数、我将 PFC 升压电感器增加到2.6mH、但使用此配置、输出电压为650V。 为什么?

    2)将 PFC 升压电感为540uH、我根据需要获得665V 电压。

    3)、并且如果对两个电感值施加任何负载、则输出电压从665V 下降近10V (稳态)。 为什么?  

    这是补偿网络还是其他原因造成的?

    这些是我使用的补偿值。

    C11 = 220nF

    C9 = 2.2uF

    R13 = 47k

    此致、

    Dilip R

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    您好 Dilip、  

    我认为你的问题1的答案与你的问题3的答案相同。  

    通常、PFC 输出电压不应随负载或电感值显著变化。  
    但是、由于您的电路板会这样做、我怀疑开关噪声会耦合到您的反馈网络中、并改变在 VO INV-SNS ("INV")处检测到的电压。   

    补偿元件注意到与电压调节有关的内容。  其目的是保持对小信号线路和负载扰动的稳定环路响应。  调整其值无法解决调节问题。  

    我建议检查您的 PCB 布局、并寻找可能会将开关噪声(来自 di/dt 或来自 dv/dt)耦合(磁性或容性)到 VO 网络的位置。  根据需要重新布置电路板以避免此类耦合。   

    此致、
    Ulrich

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    您好 Ulrich、

    我断开了内部布线并使用电缆与 VO_SNS 引脚进行了外部连接、但这没有任何区别。

    此加载效应的其他原因可能是什么?

    它是任何稳态误差吗?

    此致、

    Dilip Ramgir  

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    Dilip、

    它可能不是在此论坛中来回通信以进行系统级调试的最有效/高效方式。 您可以尝试联系我们当地的 FAE 以获得更快的支持吗?  

    另一个建议:尝试捕获更多波形 以获得更好的可视化效果。