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[参考译文] TPS4.02万：反相电源：IC在切换时消耗过大电流，变热

admin
Guru**** 1827940 points
请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/581228/tps40200-inverting-supply-ic-draws-excess-current-while-switching-gets-hot

部件号：TPS4.02万

有问题的设计是从28-36V输入(VDD="VSUP2")反相-13V电源。  完全相同的设计/布局/值/等在非反相+13V形式下工作正常，但当反相切换台打开(开始切换)时，TPS4.02万 IC开始绘制约0.013 A @ 20 Vin的电压。  

注： 1) C18和C20实际从VDD连接至-13V输出。  2)电感器L4值实际上为100 uh

两个问题：

1)您认为什么可能导致 IC消耗过大电流？

2)此外，我可以让电源启动(在启动时克服OC条件)的唯一方法是短暂跳线TPS4.02万引脚7，8。  启动后，可以移除跳线，电路将继续工作。  是否需要在iSNS网络中增加R21和C17的值？

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    TI__Guru**** 1827940 points
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    试图张贴示意图的副本，但粘贴到文本框后不能张贴...
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    TI__Guru**** 1827940 points
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    已发布示意图...
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    TI__Guru**** 1827940 points
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    让我看看我是否能找到人来回答这个问题。
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    TI__Guru**** 1827940 points
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    将C17值增加到0.1 UF后，问题2已解决/修复。

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    TI__Guru**** 1827940 points
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    您好，

    如果您有1k系列电阻器，则0.1uF非常大。 确保设计在所有短路条件下都能可靠地工作。导致问题的原因可能是布局和感测线路反馈到IC的方式。 您可能想要降低R19而不是增加RC电流感应滤波器的时间常数？ 关于电流测量，您是测量转换器的输入电流，还是专门测量IC的输入电流？ 请您确认吗？ 谢谢。
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    TI__Guru**** 1827940 points
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    我正在测量 电源到转换器(整个电路)的输入电流，但是 ，热像仪 在  U2 (TPS4.02万 IC)封装中显示30-40摄氏度的升幅。  非反相+13V电源中完全相同的电路布局，组件等仅消耗4-5 mA @ 20V，而开关和TPS4.02万的温升仅比环境温度高5-10摄氏度 (大约 实验室温度为25°C)。  尝试更换变压器，然后尝试隔离回扫变压器(完全从输出节点分离开关节点)，然后建立了第二个原型，仅使用原理图中所示的部件-- 所有结果相同(TPS4.02万电路在反相配置中消耗16-18 mA @ 20V，U2的"热点"温度高于环境温度30-40°C)

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    TI__Guru**** 1827940 points
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    板上的温度通常会升高。在反向配置中，轻负载，无负载的效率总是更差。 因此，输入电流将更高，因为Vin和Vout的反相电源可视为Vin+Vout (模数)，且始终为13V。 换而言之，变流器的最大输入电压为13V+36V = 49V输入。 现在，随着Vin的增加，过渡损耗和切换损耗以及核心损耗在反向配置中将会更糟，这与负载无关。 因此，输入电流肯定会增加。 其次，IC温度将上升，因为门驱动电流(Qg x FSW)由更高的输入电压供电(参考IC的GND，后者是49V的差值)，零件可以看到， 随着Vin到Vout的差值增大，IC上的损失也会增加。
    我相信，如果您使用DVM测量IC VDD引脚上的输入电流，并将其乘以36V (对于非INV外壳)，然后再乘以49V (对于反相外壳)，那么损耗为何会更高？
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    TI__Guru**** 1827940 points
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    一致认为，反向配置的效率 将比非反向更差，而更高的输入电压将导致更高的交换损耗。  但是，当输入电压从20V增加到40V时，同相(+13V)电源电流仅升高1-2 mA。   对于Vin =(20V -(-13V))= 33V的反相(-13V)配置，电源电流300 % 大于非反相。  这是一种嵌入式设计，旨在使用电池电源(28-36 V)和~50 mA轻负载(在每个电压轨上)运行。  我担心轻负载效率对于应用来说不够好，但我想确认原理图是否正确，并且不能对电路(布局，组件选择，组件值等)进行调整以提高轻负载效率 (防止在反向配置中的TPS4.02万上消耗如此多的电源)。  有什么建议？

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    TI__Guru**** 1827940 points
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    我重新检查了您的原理图，并注意到您的肖特基二极管是30V VRRM设备。 在上述条件下，二极管将会看到33V电压。 请用60V肖特尔更换并重新测试，以满足您的全部规格范围吗？
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    TI__Guru**** 1827940 points
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    已将MBRS330更改为BAT46Wh (100V VRRM)，电流消耗保持不变。 我怀疑在25°C时，MBRS330在30V VRRM中内置了一些安全"护带"，因此它没有断裂。 不错的地方 谢谢你。 TPS4.02万为什么仍然发热？
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    TI__Guru**** 1827940 points
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    嗯，
    是否可以在反相电源运行的情况下截取交换节点的示波器？ 我想看看它是否稳定？ 另请将Vgate的示波器拍摄到P通道MOSFET。 谢谢。
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    TI__Guru**** 1827940 points
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    P-ch MOSFET在其G-S接头上可能获得太多电压(大多数只能产生20V电压)，并且可能会将其中的任何G-S二极管压入传导，这会要求IC提供更多的驱动功率，从而增加其损耗。 可能需要使用变压器或其他方式调整MOSFET栅极驱动器的位移和/或振幅位移。

    此外，设置一些开关方式来限制IC上的Vcc将进一步降低其耗散。 这可能意味着在启动后将其电源切换为输出，使用感应辅助电源选择或其他方法。
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    您好，Gordon，

    不确定我是否跟随您？ PCH MOSFET上的栅源之间的电压已调节(VIN-8V？)。 它根本不应该过速？
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    TI__Guru**** 1827940 points
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    抱歉，我回复太快，未确认数据表。 我的坏。 不要介意我评论中G-S过压部分。 此外，还需要重新考虑有关以不同方式提供Vcc的说明。

    但是，查看数据表后，P通道MOSFET的Vcc-8V电源在-13V外壳中的消耗量将比在+13V外壳中消耗的消耗量大得多。 它是IC内部的线性稳压器，用于消耗向MOSFET栅极供应(VCC-8V)电荷的功率，并在IC内部降低41V (假设VIN-VOUT = 49V)。 这种情况下，高达300 mA的峰值电流(平均值可能大于3 mA)肯定会导致部分耗散。 为了最大限度地减少这种耗散，必须将总栅极电荷降到最低；Miller电荷比尝试作为+13V电源运行时要大得多，因为-13V外壳中的漏电压摆动为49V，而+13V外壳中的电压摆动仅为20V。
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    TI__Guru**** 1827940 points
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    同意，

    如上所述，直流电流为~ Qg总计x Fswitch。 如果您希望将栅极电荷造成的损失降至最低，则需要选择总Qg较低的MOSFET。 如果您选择较低的总Qg，并且温度升高降低，则您知道您的方向正确。 您可能还想选择更低的切换频率？
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    TI__Guru**** 1827940 points
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    看起来300 kHz开关频率是TPS4.02万 IC "多余"电流消耗的结果。  将切换频率降至100 kHz会导致电流消耗@ 20 V从18 mA降至约8 mA。  设计现在在整个输入电压范围内按预期工作。