[参考译文] LM2.5149万：Webench&#39；无法定义自己的MOS规范

您好，Fred：

请使用LM2.5149万快速启动计算器帮助选择组件并查看功率损耗-该文件可从产品文件夹下载。 根据输入电压，输出电压，FSW和最大Ta，您可能需要并联FET。 但是，如果您可以在每个位置使用一个FET，则布局会更容易(有关推荐的功率级布局，请参阅应用手册SNVA803)。 上面显示的FET看起来电容性很好。 请注意LM2.5149万具有5V栅极驱动，因此RDSon必须在Vgs =4.5V时指定。 通过使用较低的额定电压FET (例如40V)，您可以获得一个功耗比(RDSon * Qg)。  

请注意，我们还有LM2.5143万，这是一款两相控制器。 LM2.5143万数据表中的应用示例3具有特别高的电流，可能对此应用感兴趣。

此致，

蒂姆

显然，在500kHz时的开关损耗...您的栅极电荷值是巨大的。 对于24V到3.3V的转换，RDSon可以更高(在低占空比下)，从而使Qg更低。 选择40V FET，如CSD1.8504万Q5A。 Vgs = 5V时的QG为8nC，QgD/Qgs为2.4 / 3.2nC。

如果需要 ，请使用此处的FET选择器工具http://www.ti.com/tool/fetpwrcalc 

您好，Fred：

Qgd影响电压转换速率，从而影响开关损耗。 在降压转换器中，控制FET是高侧器件，可维持所有开关损耗(因此选择高侧FET以减少开关损耗)。 低侧FET是同步器件，其有效作用类似于二极管，开关损耗极小(Qrr总损耗的一小部分除外)。

在升压转换器中，控制设备是低侧FET，情况正好相反。

此致，

蒂姆

您好，Fred：

您可以使用NexFET损耗计算器(上面的链接)。 降压设计中的反向恢复损耗为PRR = Qr*FSW*Vin。 大部分损失出现在高侧FET中。 您可以将损失70/30的高/低侧分开。

此致，

蒂姆  

Fred，  

Qgd根据Igate = CGD*dv/dt设置转换率。 当电压变化时，栅电压被夹紧在Miller平台，因此栅电流为Igate =(Vcc - Vplateau)/Rgate，其中Rgate是串联栅极驱动器的总电阻(包括FET内部栅极电阻)。

LM2.5117万数据表提供了可用于此计算的峰值栅极驱动器源电流和汇电流。

此致，

蒂姆

您好，Fred：

如果占空比较低，您可以使用较高的RDSon，较低的Qg来实现高侧FET。 另外，请注意，低侧FET的Qoss和Qrr会增加高侧FET的开关损耗。

检查Coss值以及高侧FET值应更低。 此外，输入Vth的Miller平台电压(这是MOSFET数据表中Qg与Vgs曲线中的平线)。

此致，

蒂姆

您是否可以发送快速启动文件和MOSFET部件号-我将查看一下。

如果输入电压为30V至~3V输出(即~Ω 10 % 占空比)，则高侧FET的电容性会低得多。

您显示的FET (高端设备)的数字看起来正确。 检查给定的电压为20V时的Coss (根据您的Vin进行调整)。

您好，Fred：

1. Miller平台电压在漏电电压转换时控制FET的切换。 这是负载电流时的门"阈值"电压，而不是FET勉强打开时ID = 250uA时的Vgs (th)。 快速启动的此单元格中有一条注释，也表示这一点。 有些MOSFET制造商在其数据表中提供平台电压。 给定漏电流的适用公式为Vplateau = Vgs (th)+ ID/GFS，其中GFS是正向跨导。 在打开过程中，是栅极电压= VCC - Vplateau的超速驱动，用于设置栅极电流，从而设置SW电压的dv/dt。

2.不确定WEBENCH以及它是否使用相同的FET参数。 您也可以通过实验来检查。

3.对于高侧设备，此FET具有相当的电容性。 考虑使用较高的RDSon，较低的Qg来进行这种24V到3.3V的转换。 如果必须使用，请考虑将FSW降低至300kHz。

此致，

蒂姆

您好，Fred：

200-250kHz会导致更大的无源元件。 300-350kHz是效率与大小之间的一个很好的平衡点。

此致，

蒂姆

是的，没问题。 您也可以使用快速启动计算器进行验证