[参考译文] UCC28740：适用于宽输入范围的直流/直流反激式转换器

您好！  

感谢您的联系。  

请检查我的回复、如下所示。  

输入为直流时、可以移除 D2、这是桥式整流器。 仍然需要保持 D3和 D4、因为它们用于在 MOSFET 开关期间吸收 VDS 尖峰。 您可以根据输入电压范围和变压器设计修改其值。  

R2 和 R3将通过 equation1和方程式2计算、但它们不是固定值。 需要根据系统指定的 VIN (运行)和 Vovp 进行重新设计。   

3. 我找不到 TU7NM90N 的数据表。 请注意、VDS 额定值必须至少高于 Vin (max)+ nVoutout。  其中 n 为 NP/NS。 通常需要有20%~30%的裕度。 即 Vin、max 为650V、Voutput 为24V。 假设 n 为8、VDS 额定值为650V+8*24 = 842V (至少)。 考虑20%的裕度，需要选择 VDS=1.2*842V=1010.4V -->您可能需要选择1200V MOSFET。  

您可以参考以下链接中的计算工具来设计组件值。  

UCC28740设计计算器。

C6是 Y 电容、用于改善 EMI。  该值不固定。 您可以根据 EMI 测试结果对其进行修改。  

5.请参阅上述计算器。 L2是一种选项、它是改善输出电压和电流纹波的一种方法。

6. C12、R8和 C13设计用于反馈补偿。 以对其进行调整、从而优化增益/相位裕度。 您可以通过计算器进行设计。

7.很抱歉，我可能不确定我对你的问题了解得不好。 您是否在问如何计算 R2-R21？ 如果是、您可以根据 UCC28740数据表上的公式计算 R2-R21、或通过计算器进行计算。  

8. LTV-817不用于感测 R16的电压。 它用于向初级侧发送反馈信息。 R16用于提供额外的电流来为 TL431供电。

如果您有其他问题、请告诉我。  

谢谢。  

此致、  

Wesley

您好、Hasan 先生：

请检查我的回复、如下所示。  

1.我是否知道您为什么放置共模扼流圈(L)？ 请您向我介绍一下您的概念吗？  

对于 D3和 D4、请在完成变压器设计后检查额定电压

 2. Vovp 应高于 Vo。 由于 Vo 为24V、我建议您为 Vovp 使用28V~30V。  

*如果 Vovp = Vo，当输出电压升高到目标电压时，IC 将进入保护模式。  

我测试了链路、这很奇怪。 Excel 应该是可行的。  您也可以在 https://www.ti.com/product/UCC28740#design-tools-simulation 中找到计算工具。 请下载计算器。 这将为设计过程节省一些时间。  

1200V SiC MOSFET 正常、但请咨询供应商、因为某些 SiC MOSFET 需要由负 DRV 电压进行开关。 获得供应商的建议以使其正常运行是很有帮助的。  另一种方法是使用共源共栅极拓扑、如下所示。 您可以使用2个600V 或650V MOSFET 来满足1200V 额定值。  

https://e2e.ti.com/blogs_/b/powerhouse/posts/design-considerations-of-high-voltage-converters-in-a-cascode-mosfet

4.对于 Y 电容模块，您可以从100pF~220pF 开始。  

5.请使用最小输入电压来设计大容量电容器。 在这种情况下、直流=250V 是最小输入、因此请使用直流=250V 来确保电容足够。  

此致、  

Wesley

尊敬的 Wesley 爵士：

很抱歉我迟到了。

来这里吧…

共模扼流线圈 适合在电流较大的线路上进行噪声抑制。 波形的失真更小。 共模扼流线圈适合在信号波形失真导致问题的线路上进行噪声抑制、

对于 D3，先前连接的二极管不匹配？ 它具有700 VDC+和高电流容量。 D4也适用。

2. Vovp 应高于 Vo。 由于 Vo 为24V、我建议您为 Vovp 使用28V~30V。  

*如果 Vovp = Vo，当输出电压升高到目标电压时，IC 将进入保护模式。  

是的、我计算出 R2= 71.62k、R3= 98.74k (NPA=33、Ivsl=275uA、NAS=0.35、Vovp=30V)

让我们使用1200V 1、我将看到其负 DRV 电压。

重新分配其通信值、Cbuck (min)= 0.0021 F (Pin = 131.86、Vin (min)= 250V、Vbuck (min)= 250V、f-line=47Hz)

CBBUCK (max)= 6.64uF  (Pin = 131.86、Vin (max)= 650V、Vbuck (max)= 650V、f LINE = 47Hz)

我还计算1。 输出二极管电压、Vdk= 61.1V、  

             ^时间 Dmax= 0.52 (Dmagcc=0.425、tr=10 μ s (-6)、f-max=100kHz、

             3. NPS (最大值)= 33.

             4、电流感测电阻、RCS = 1.07R、(VCCR=243mV、IOCC=343mA、nXMFR=0.91 )

             5、串联电阻 Rcl=1.13k

              6.变压器一次侧峰值电流。 ipp (maz)= 0.75A、  

              初级变压器电感、LP=4.6mH。

            请给我一些计算 Cout 的想法。

您好、 Hasan 先生：

感谢您的回复。  

我想与大家分享我对您的设计的一些看法。  

1.选择 FS。  

在您的设计中、Fs 为100kHz、这是 UCC28740的最大频率。 我建议您使用较小的值、即80kHz。 100kHz 是 UCC28740的最大 fs。 因此、如果将其设置为满负载、则为 FS=100kHz。 一旦输出负载高于满负载、IC 将进入 CC 模式。 通常、建议对任何意外的负载条件留有一定的裕度。  

2、NPS：

正如您提到的、您使用的 NPS 是33、它似乎太大了、无法使用。 由于它是反激式拓扑、因此当 MOSFET 关断时、会有来自 Vo 的反射电压。 反射电压可计算为 NPs*Vo。 因此、如果 NPS 为33。 反射电压为33*24V=792V。 最大输入电压为650V。 当 MOSFET 关断时、MOSFET 上的总电压为650V+792V=1442V。 SiC MOSFET 的额定电压超过1200V。 您可能需要降低 NPS 以满足 SiC MOSFET 的额定电压。  

选择1200V MOSFET 时、NPS 应小于22。  请考虑为此设计使用18~20。  

更改 NPS 时可能需要修改某些参数。

ΔVo Cout 计算、它取决于 Iout、step 期间所需的值。 公式是这样的  

COUT≥IO、STE*tRESP/ΔVo   

例如、假设 io、step 为1A、 tresp = 1ms、 ΔVo = 1V、Cout = 1*1ms/1V = 1000uF

此致、

Wesley

您好、 Hasan 先生：

是的、这是瞬态响应。 规格。 具体取决于您的系统规格。  如果您没有特定的瞬态响应请求、则0.5A ~ 1A 可以作为起点。  

此致、  

Wesley  

尊敬的 Hasan 先生：

比如它的1000 μ F。 您知道什么与 Cbuck (max)或 Cout 的电容器电压相关的电压公式？ 我使用了 Vbulk (max)=650v、那么700V 没问题吧？

由于输出为24V、那么大约1000uF/50V 呢？  

我知道、没有等式。 我们只需要检查额定电压是否高于所需电压。 因此、可以为650V 输入选择700V、为24V 输出选择50V。  

我想您问的是栅源极之间的电阻器吗？ (使用电阻器连接栅漏极将使 MOSFET 始终导通。)

因为它是评估板、功率仅为10W。 MOSFET 栅极信号失真的风险较低。 但是、在实际项目中、我建议您将其用于改善栅极运行。  

请查看 UCC28740的反馈补偿、如下所示。  

使用 UCC28740的反激式转换器的实用反馈环路设计注意事项

您可以使用 下面的 CS 电阻器计算。 它还在 UCC28740数据表的第11页上提供了详细说明。  

L2和 C7构成为 LC 滤波器。 计算 Cout 后、可以使用该值根据 LC 滤波器设计获得 L2。  

它只是一种外部软启动电路。 这是一种选择、但并非必要。  

我建议您将散热器保持在初始阶段。 由于很难估算由杂散电感和电容影响的开关损耗和传导损耗。  

请问您的最终应用是什么？ 此电源是用于电池充电器吗？

谢谢。  

此致、  

Wesley

你好， Hasan 先生

是的。 10k~33k 可以。  

我认为我无法根据 EVB 的尺寸设计变压器、因为额定功率与您的额定功率有很大不同(10W 与120W)

您可以咨询您的变压器供应商以获取合适的尺寸和合适的磁芯。 然后您可以使用方程式 nsec = LP*IPEAK /(NPS * BM* AE)来获取 NS。 然后您可以使用 NS 获取 NP 和 Naux。  

我仍然建议您通过随附的计算器检查您的设计。 它可以在我的笔记本电脑中正常工作。 此计算器易于用于验证这些值是否正确。  

你真的帮了我很多！

再次感谢您。 现在计算是准确的、我正在为这个设计做 PCB 工作、它在输出中具有高电流、所以走线需要足够宽。

您好、Hasan 先生：

对于 ZNR、保护速度快于电容器、并且吸收的浪涌能量高于电容器。 因此、如果您的输入源不稳定或具有某种特殊情况、则会导致转换器出现浪涌输入。 ZNR 是保护电路的好解决方案。 让我感到奇怪的是、您提到这是一个太阳能充电器、输入为250Vdc ~ 850Vdc。 我猜转换器使用电池作为输入。 我不确定电池是否有这种情况。  也许我错了。 请您将其分享给我吗？   

因为我对实际情况的理解不是很好。 您还可以检查您的转换器是否有应用安全标准的计划。 如果是、您需要在输入侧添加 ZNR。   

我在 EVB 的原理图中找不到 R24、引脚1是 Vcc。 我不能赞扬这一点。 请与我分享原理图或指出 R24的位置。 谢谢。  

4您能想象使用 R1-3有什么想法吗？ 这些是1兆欧。

这些电阻器用于更快地对 C2进行放电。 我认为这样可以防止 C2未完全放电时、当他触摸电路板或输入侧时发生电击。   

您可以按如下方式并联添加 RC、作为缓冲器。 具有100p 的110ohm 可能是一个良好的开端。 以根据实际测试结果对其进行优化。  

如果只需要转换器通电、只需在输出侧添加一个 LED 和一个串联电阻器、如下所示。  

此致、

Wesley

您好、Hasan 先生：

它们是压敏电阻吗？ 压敏电阻的功能与 ZNR 相似、但 ZNR 比压敏电阻快  

很抱歉、我对您的应用不是很熟悉、但您可以根据不同的安全标准要求使用它们(或两者)。  

通常需要将电容器的电压每秒放电至60V 以下。 因此、如果您的系统中还没有定义、您可以根据原理设计放电阻。  

输出短路情况下可能存在高 di/dt。 因此、我认为在进行 PCB 布局时、您可以保留缓冲器的空间、以防发生 di/dt 引起的更高电压应力。

我认为 LED 连接到电池时仍然可以工作、因为该 LED 与电池并联使用。 因此、即使电池充满电、电流仍会流向 LED。  

此致、  

Wesley

尊敬的 Wesley 爵士：

再次感谢你。

我想知道几个令人信服的问题。

1.当输入范围为250-650VDC 时，如果我将所有控制电阻设置为650V，那么它也适用于250VDC？  

2.如何计算 R1？ 我使用了公式1、其中 Ivsl=275uA、NPA=33、在我的例子中它就像71k。

3.我对计算 np 和 ns 没有什么困惑，从你的 iven 公式  nsec = LP*IPEAK/(NPS * BM* AE)，NP= 494和 Ns=15 (请检查你的公式，它是否为 ns？)

4.建议我如何计算 R19-R21。

很抱歉、这些问题出现了问题。

哈桑先生您好：

请检查我的回复、如下所示。  

具体 取决于您要询问的电阻器。 对于下面的 RS1和 RS2、需要使用250Vdc 输入。  

2.您选择了什么 Vin (run)？

假设 Vin (run)为250Vdc、IVSL=275uA、NPA 为33。 请考虑数据表第10页上的公式。  

RS1 = 250Vdc/(33*275uA)= 27.54k Ω。  

71k Ω 来自650VDC。 这意味着一旦 VDCinput 为650V、IC 就会启动。 因此无法使用。  

 公式是这样的

设置 NPS=NP/NS => NPS* 1/NPS  

LP * IPEAK = NP * BSAT * AE => NP = LP * IPEAK /(BSAT * AE)  

SO Ns = LP * IPEAK /(NPS*BSAT*AE)。 我认为公式是正确的。  

您可以在链接中找到有关变压器设计的更多详细信息： 电感器和反激式变压器设计。

*根据您的计算，Ns=15和 Np=494，因此 NPS =494/15 =33。 如前所述，如果您选择 NPs=33，则反射电压为24*33=790Vt，最大输入电压为650V。 VDS 上的最大电压(不包括电压尖峰)为1440V。 如果您仍然使用与您选择的规格相同的 SiC MOSFET、则该值超过了您的1200V SiC MOSFET 额定值。  

*如果您选择 NPS = 20、则 NP 应为300转。  

4、 R19-R21是否等于 RFB1和 RFB2？

如果是、 则取决于您选择的分流稳压器。  

假设 Vref = 2.495V、 (TL431)  

VO *(RFB2/(RFB1+RFB2))= Vref。  

RFB1 = RFB2*(Vo/Vref -1)=>可以像 EVB 一样将 RFB2设置为42k，然后可以获得 RFB1。  

此致、  

Wesley  

你好，Hasan 先生

在我的情况下、 RS1 = 650Vdc/(33*275uA)= 71.62k、它与 R1类似？ R2与它并联、因此会对初级绕组电流进行连接。

这是否意味着对于250Vdc、R1= 27.5K 和对于650VDC、R1= 71.6k。

这 是该设计的主要缺点、即宽范围不适用。 对于不同的输入、应考虑不同的值。

RS1的公式是固定的、并显示在数据表中。  EVB 的 NPA 与您的 NPA 不同、因此 RS1值不同。  

 Vin (run)表示打开转换器所需的最小输入电压。 因此、无法使用650VDC 进行此计算。 其规格应为250Vdc。  

是的。  

假设 Vref = 2.495V、 (TL431)  

VO *(RFB2/(RFB1+RFB2))= Vref。  

RFB1 = RFB2*(Vo/Vref -1)=>可以像 EVB 一样将 RFB2设置为42k，然后可以获得 RFB1。  

该方程式仍然遵循 KVL。  R21用于优化输出电压、无论怎样、输出电压设置都遵循上述公式。   

因为输出为5V。  选择 Vref=2495V 的 TL431A。  

选择 R20 = 42.2k Ω。  

(R19+R21)= 42.2k Ω(5/2.495 - 1)= 42.369k Ω。  

因此、在您的情况下、假设也选择了 TL431A。 输出电压为24V。  保持 R20为42.2k Ω。  

(R19+R21)= 42.2k Ω(24/2.495/Add.1)= 362k Ω。  

如果封装未绝缘、则需要在 MOSFET 和散热器之间放置绝缘体。

此致、  

Wesley

是的。 它还提供650V 输入。

散热器连接到 GND 通常可以降低 EMI、因此建议将散热器连接到 GND。  

此致、  

Wesley

如果散热器未连接到 GND、则会充满开关噪声、因为它是 MOSFET 的漏极闭合。 因此、它可能会影响其周围的组件。  

对于 C1和 C2、它们都是 VDD 的电容器。 因此、您可以通过下面的公式获得 C1+C2。  

详细说明见数据表的第23页。  

您是否在寻找非隔离式或隔离式解决方案？

您可以首先作为链接检查参考设计。  

TI 参考设计库

您好、Hasan 先生：

请参阅 PMP30495。 LM5021是一款 CCM 反激式控制器、由于不同的额定功率、变压器需要重新设计。  

此致、  

Wesley

您好、Hasan 先生：

它们之间最不同的是控制器和变压器。  

很抱歉、我在这里没有控制器价格信息、变压器也没有。  

因此、您可以联系 TI 销售窗口以获取控制器价格。  

很抱歉、谢谢。  

此致、  

Wesley

所有这些都是 CCM 反激式拓扑。  

如果您需要 LM5021或 CCM 反激式的帮助、 请创建另一个线程。 让我们保留 UCC28740项目。  

谢谢。  

是的。 650Vdc 输入对设计来说是可以的。