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[参考译文] LM5170：MOSFET 开关损耗计算

admin
Guru**** 2536110 points
Other Parts Discussed in Thread: LM5170, LM5170-Q1, CSD18540Q5B

请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/887664/lm5170-mosfet-switching-loss-calculation

器件型号：LM5170
主题中讨论的其他器件： 、CSD18540Q5B

我正在计算由 LM5170电流控制器驱动的功率级 MOSFET 的功率预算。 高侧电压的标称值为48V、低侧的电压范围约为5V 至18V。 我尝试布置 PCB 并选择合适的 MOSFET、以确保设计能够处理30A/相电流产生的热负载。 此设计与 LM5170-EVM 的设计有点相似、但我希望避免并联 MOSFET、从而创建一个紧凑的电源环路、从而更大限度地减少振铃。 更具体地说、我使用 TI 文档 SLPA005中建议的布局作为功率级的模板。 我相信我在热可行性的边缘、因此、我希望确保我正确理解 MOSFET 功率耗散的组件... 尤其是开关损耗。

LM5170-Q1数据表(TI 文档 SNVSAQ6B)中的公式(55)和(56)提供了上升和下降时间近似值、可用于估算 MOSFET 本身的开关损耗(即不包括驱动器损耗)。 这些公式是否正确与栅极电阻(外部或 MOSFET 内部)无关、即栅极驱动器可被视为接近理想的电流源？ 这些公式包括一个称为 Qg 的栅极电荷。 这是否与 MOSFET 数据表中列出的总栅极电荷 Qg 相同、或者这实际上只是完全导通 MOSFET 所需的栅极电荷部分？ 使用 TI MOSFET 中的术语、例如、该栅极电荷是否为 Qg (th)+Qgs+Qgd？ 以 TI CSD18540Q5B 的具体示例为例、公式(55)和(56)中使用的 Qg 是否为 Qg = 6.3nC + 8.8nC + 6.7nC = 21.8nC？

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    TI__Guru**** 2536110 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    尊敬的 Marc：

    感谢您提出问题并在设计中考虑使用 LM5170。

    公式55和56是计算开关节点上升时间和下降时间的理想公式。 这些不包括栅极电阻。 QG 是 MOSFET 的总栅极电荷。 这简化了方程式。

    LM5170在您的应用中的运行开关频率是多少？ 正在计算的功率耗散是多少？ 通常、在这些大功率应用中、传导损耗决定了开关损耗。

    如果您有任何疑问、请告诉我。

    谢谢、

    Garrett

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    TI__Guru**** 2536110 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    您好、Garrett、

    感谢您的回复。 我有一些后续问题。

    我认为总栅极电荷 Qg 取决于栅极充电的电压电平。   以 TI 的 CSD18540Q5B MOSFET 为例、Vgs = 4.5V 时的栅极电荷为21nC、Vgs = 10V 时的栅极电荷为44nC。 我知道、将栅极电压升高到10V 而不是4.5V 需要更多的电荷。

    然而、MOSFET 本身的开关损耗(不计算驱动器损耗)由 VDS 和 ID 的非零部分的重叠决定。 假设为 LM5170提供10V 的偏置电压、假设 LM5170栅极驱动器将 MOSFET 栅极电压驱动到10V 电平(HS 自举二极管的二极管压降可能更小)。 但是、对于导通、Vgs 上升到10V 之前、漏源电压(VDS)是否应该崩溃到零？ 具体而言、在栅极电压上升到阈值电压并对米勒电容充电后、即在米勒平坦区的末尾、VDS 似乎应该崩溃至零？ 我认为从米勒平坦区末端到 Vgs = 10V 电平的过量电荷不应影响用于计算开关导通损耗的上升时间。 (？) TI 文档 slyt664 (George Lakkas、2016年的" MOSFET 功率损耗及其对电源效率的影响")的图5中非常清楚地显示了这一点、下文对此进行了复制。

    使用上图、导通损耗将为0.5*VD*ID*(t1+t2)、其中(t1+t2)大概对应于 LM5170数据表中的噪声。 然而、(T1+T2)对应于米勒平坦区末端所需的时间间隔、而不是提供给栅极的总电荷。 在上图中、与该时间间隔相关的电荷将是 Qgs2和 Qgd、而不是 Qg (tot)。 因此、我希望确认在估算开关损耗时应使用哪种 MOSFET 电荷参数。

    为了回答您的问题、我最初使用 fsw = 100kHz 作为默认开关频率(与 EVM 相同)。 如果开关损耗是可管理的、我计划将频率增加、例如增加到200kHz 或400kHz、以减少低侧输出纹波、并可能减少所需的低侧大容量电容。

    假设 Vhv = 48V、VLV = 8V、IRMS = 30.8A、Fsw = 100kHz 且 MOSFET = TI CSD18540Q5B：

    D = 8V/48V = 0.167

    Rdson (T=150 C 且 Vgs=10V)= 3.2m Ω

    QC (tot@10V)= 41nC

    在此、我计算了降压模式下高侧(控制) MOSFET 的以下功率损耗：

    PCOND =(0.167)*(30.8A)^2 *(3.2m Ω)= 0.5W

    T_RISE = 41nC/(4A)= 10.25nsec

    T_fall = 41nC/(5A)= 8.2nsec

    Pswitch = 0.5*(48V)*(~30A)*(10.25ns+8.2nsec)*(100kHz)= 1.32W (IPEAK 和 Ivalley 近似为30A)

    因此、开关损耗占了 HS MOSFET 必须耗散的功率的很大一部分、但我不相信上升和下降时间得到了正确的估算。 (这就是我提出先前问题的原因。)

    话虽如此、LS MOSFET (在降压模式下充当同步整流器)在降压模式下承载大部分传导损耗、因为它在83%的时间内处于导通状态。 如果我的假设是正确的、那么升压模式下的 LS MOSFET 代表了我的场景中最坏情况下的功率耗散、因为它会导致严重的传导和开关损耗。 在最终确定 MOSFET 选择之前、我希望对这些损耗有合理的了解和近似值。

    再次感谢！

    Marc

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    TI__Guru**** 2536110 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    马克

    slty664中的计算比 LM5170数据表中的计算更加准确。 提供的数据表公式可快速估算开关损耗、以便找到适合应用的 MOSFET。 上升和下降时间的计算很复杂、因为电路板寄生效应也会产生很大的影响。 为了进行良好的初步估算、上升时间和下降时间将在5ns~10ns 范围内。 这将有助于估算开关损耗。

    您的假设和计算是正确的。 低侧 MOSFET 将具有最大的导通损耗、而高侧 MOSFET 将具有最大的开关损耗。 为每个桥臂选择不同的 MOSFET 对于优化效率非常重要。 可以为高侧和低侧选择不同的 MOSFET。

    如果您有任何疑问、请告诉我。

    谢谢、

    Garrett