[参考译文] TPS65279：对恒流反馈问题进行故障排除

你(们)好，先生  

1.您能给我发送原理图吗？  

2.您的应用是什么？ 为什么要设计 高侧电流监控器？ 它的用途是什么？  

赵马 

1.对于单个通道、在这里传达唯一的基本要素可能更容易、因为我认为这与 COMP 网络有关。

此图中电感器 L4的输出连接到 ZXCT 电流感测的高侧。 (在功能上与 INA139器件类似、但它是我在另一个设计中留下的部分)。 255欧姆和2.55k 产生的增益为10。 电流感测电压输出通过 TLV4333器件进行缓冲。 在该图中、负载连接到 J6。

最后，电阻分压器网络设置为1k：316欧姆。 这是因为 DAC 的基准电压为2.44V

因此、当 DAC = 2.44V、OUT =  0.01856V、FB = 0.6V 且 DAC = 0V、OUT = 0.7896V、FB = 0.6V 时

这样得到的输出= 10 * Iload * Rsense。 (同样、此处的增益为10、Rsense = 0.016 Ω)。

因此 OUT/(0.16)= Iload。

预期结果是当 DAC = 0时、Iload = 4.935A、当 DAC = 2.44时、Iload =  0.116A

2.这个特定的应用是一个具有模拟调制的通用恒流源。

你(们)好，先生  

谢谢解释、很清楚。  

我认为问题可能出在补偿电路。  

我建议更改与 EVM 值相同的 R41=2.7k Ω。  

赵马 

感谢您的快速回复。  

这也是我最初的想法。 我尝试了一个实验、在该实验中、我用我的2.55k 电阻器之一替换了 R41= 40.2k、因为这是接近且在手边的-并且没有明显的差异。 我很高兴再次尝试并沿着一些示波器迹线传递。

此外、我还根据数据表中提供的说明选择了 COMP 值。

在这种情况下、当以全电流(5A)运行时、我的负载的 VF 范围通常在1.8V 至5.5V 之间。

使用数据表9.2.1.2.7环路补偿中给出的 R_c 公式、其中

r_c =(2*pi*f_c*v_o*c_o)/(g_m * v_ref * g_mps)

其中

G_m = 1350uA/V

V_ref = 0.6V

G_MPS = 10A/V

C_o = 4 * 47uF = 188uF

使用50kHz < f_c < 200kHz 计算 I back、因为这是推荐的最小/最大交叉频率1/20和1/5。 基于我的1MHz OSC

R_C1 =(2*pi*50kHz*5.5V*C_o)/(g_m * V_ref * g_mps)= 39838.1997欧姆= 39.8k

R_C2 =(2*PI*200kHz*1.8*C_o)/(g_m * V_ref * g_mps) =  52151.8251 Ω= 52.2k

因此、我选择了40.2k、因为它很方便(用于 ROSC)、并且是 R_C1 < 40.2k < R_C2

同样、我的大多数负载是二极管或 TEC 器件、其 R_L 大约为1欧姆。 因此、我根据这个选择了 R_c。  

其中数据表指定：

c_c = R_L * C_o / R _c  

为 R_L Yeilds 选择2欧姆电阻：

c_c =(2 Ω* 188 uF)/40.2kohm = 9.35323383nF。 因此我选择了 C_c = 10nF

虽然是可选的、但却以相同的方式选择了 C_b。

4个并联的陶瓷 X5R 电容器具有较低的结果 R_ESR。 假设每个 ESR 为0.100 Ω、则会导致 R_ESR = 0.025 Ω

C_b = R_ESR * C_o / R_c

c_b =(0.025 Ω* 188uF)/40.2kohm = 116.915423pF 。 因此我选择了 C_b = 100pF

你(们)好，先生  

1.计算正确。  

RC 值决定了环路带宽、但当带宽较大时、它对布局不良时的噪声非常敏感、因此我建议减小其值。  

2.更改后，建议探测一些波形：  

LX1、COMP1、Vout1。  

3.对于调试、建议首先使 TPS65279保持稳定。  

设置 DAC=0V、并旁路 SNS 和 BUF 电路、检查 TPS65279是否稳定。  

之后 、重新添加 SNS 和 BUF 电路、然后再次检查。  

赵马 

只是快速更新。

周末、我按照您的建议绕过 BUF 和 SNS 电路进行了基本测试、我选择 不 首先降低该测试的 RC 值。 (RC = 40.2k)

我对 R1使用40.2k、对 R2使用12k。

其中 Vout =(R1/R2)(0.6)+ 0.6 = (40.2/12)(0.6)+ 0.6

VOUT = 2.61V

同样、我探测 SS (黄色)和 VOUT (蓝色)。 无负载的情况下。

接下来是负载。

TPS65279稳定并可生成预期输出(VOUT 为2.626V、SS 为1.915V)。

我想我可能尝试的下一个测试是增加 DIV 电路的电阻。 目前为1k：316，但我将尝试将其提高到10k：3.16k 或100k：31.6k，这在电阻较大时保持相同的比率。 有什么想法？

您好、BGX  

我完全同意你的意见。  

换句话说、TLV4333限制了输出电流和输出电压摆幅。  

正如您所说的、同意将 分压电阻器增加到100k：31.6k、或50k：15.8k。  

赵马 

对此采取后续行动。 我在 DIV 变化和重新添加 BUF 和 SNS 电路的情况下执行了实验。 一次使用316k：1M (1000x)，再使用31.6k：100k (100x)。 他们的表现都很好(如中所示，没有立即关闭)，同样，但我仍在继续看到问题。

我设置了一个函数发生器来输出一个三角波(作为我的 DAC 输入)、频率为10Hz 时的最大电压为2.44V、最小电压为0V。

DAC 输入(黄色)以 SS 为基准(蓝色)。 请注意、有一个周期是 SS 为低电平、另一个周期是 SS 为高电平。 这与之前 SS 为低电平时的断续过流问题相同、但在较小的范围内控制电流输出。 我本来希望 SS 大约为0.6V、但正如您在这里看到的、它大约为200mV。

DAC 输入(黄色)相对于 VOUT (蓝色)。 请再次注意、只要 DAC 输入降至大约800mV 以下、VOUT 就会出现相同的17ms (近似值)断续时间过载行为、并且只要 DAC 超过大约800mV、输出就会完全关闭。

将频率降低至5Hz 会导致更多的过载情况。

回顾这些内容、似乎分频后的 DAC 在某种程度上被用作我的 VFB。 由于 SS 大约为200mV、因此可以认为这是我的内部基准。 如果是、则在低于大约800mV 时会"打开"、这是有道理的、因为(0.200)*(100k+31.6k)/(31.6k)= 0.833V  

由于0.2远低于0.6、因此会进入过载状态。 可能吗？

仍在试图弄清楚为什么这不能按预期进行控制。  

您好、BGX  

在软启动期间、FB 电压似乎不能跟随 SS 电压、大(SS-FB)电压将导致大 COMP 电压、然后触发 OCP。   

可以向我发送整个原理图吗？ 我想对其进行双次检查、并进行一些仿真。  

赵马

我可以按您的方式发送它、只需让我知道发送它的位置即可。

谢谢

您好、BGX  

您可以在此处附加或向我发送电子邮件：zhao-ma@ti.com。  

您好、BGX  

让我们通过电子邮件讨论这个问题。