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[参考译文] UCC28911：反激式输出电压问题-参考 设计。 PMP10467

admin
Guru**** 2496895 points
Other Parts Discussed in Thread: UCC28911, PMP10467

请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/721305/ucc28911-flyback-output-voltage-issue---ref-design-pmp10467

器件型号：UCC28911
主题中讨论的其他器件：PMP10467、

大家好、团队、

我写信给您是因为我对反激式电源的运行有一些疑问。 该设计主要基于使用 UCC28911的 PMP10467、也就是说、参数为：

输入电压(最小值)(V)           85.
输入电压(最大值)(V)          265
输出电压(标称值)(V)         5.
输出电流(最大值)(A)          1.4.
输出功率(W)      7.
隔离式/非隔离式    
输入类型            交流
拓扑             反激式 DCM

修改：

  • 输入电容被分成两个单独的电容器(15uF/400V)
  • 输出电容整合在单个1500uF/10V 铝聚合物电容器中。

IC、初级缓冲器和次级整流器的反馈和偏置保持不变。

问题在于、空载(5V 标称值)时的输出电压约为6V@220VAC 和7.5V@85VAC、并且具有明显的低频纹波(请参阅所附图像)。

输出电压@85VAC/50Hz

Output (No load) @85VAC/50Hz

输出电压@220VAC / 50Hz

Output (No load) @220VAC/50Hz

您知道这种行为的原因是什么吗？ 在如何继续或衡量什么方面有任何建议或建议？

提前感谢。
此致、

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    TI__Guru**** 2496895 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。
    您好、Alejandro、

    感谢您考虑使用 TI 的 UCC28911开关。

    您对 PMP10467设计所做的修改(分离大容量电容器、组合输出电容器)应该不会对操作产生重大影响。
    我认为、您在无负载时看到的高纹波可能是 VS 输入端的杂散电容过大所致。 该控制器取决于感应辅助绕组电压“拐点”进行调节(参见数据表第17和18页)，VS 上的电容将使“拐点”变得平滑。 电容过大可能会使视在感应点压低，并“欺骗”控制器，使其“认为”输出电压太低。 这提高了平均调节水平。

    它还会在检测中引入延迟、以便内部控制律在最小频率和更高频率之间波动。 这可能导致输出纹波的锯齿形、其中升压实际上是一系列高频电流脉冲的快速上升斜坡、然后是最小频率、最小振幅脉冲的缓慢下降斜坡。

    请检查 PCB 布局、以确保连接到 VS 输入端的网络与 GND 和其他节点之间的铜面积最小。 确保 VS 网络下方没有 GND 层。

    空载时电压升高的另一个可能原因(除纹波问题外)可能是最小负载电阻不足。 UCC28911的最小工作频率介于360至500Hz 之间。 它无法以低于该速度的速度进行切换、并且必须在每个脉冲上提供最小峰值电流。 当没有施加外部负载时、必须存在内部最小负载以吸收该能量、否则输出电压将上升。 PMP10467使用3K 电阻作为最小负载。 您的特定电路板每周期可能会产生稍高的能量、3K 预载可能不够。 尝试将预载电阻减小至2K、以查看空载调节是否有所改善。

    请告诉我、这些建议中是否有任何一项能够成功地缓解您的空载问题。

    此致、
    Ulrich
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    TI__Guru**** 2496895 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    您好 Ulrich、

    感谢您的快速回复！ 由于我在调试这种类型的 SMPS 方面没有任何经验、因此这是您推荐的一种很好的帮助。

    1) 1)我刚刚进行了一些测试、其中考虑了您的建议、特别是我将预载电阻器替换为2.2K 和1.5K、并获得了以下结果：

    1K5预载@220VAC / 50Hz 时的输出电压

    Output 1K5 @ 220VAC/50Hz

    1K5预载@85VAC/50Hz 时的输出电压

    Output 1K5 @85VAC/50Hz

    如您所见、Vin (最小值)处仍然存在锯齿纹波。

    2) 2)接下来、我尝试测量变压器和 IC 引脚上引脚 VS 的波形。 这些是信号：

    变压器上的引脚反馈 @85VAC/50Hz

    VS_No_Load_85VAC_Trafo

     变压器上的引脚反馈 @220VAC/50Hz

    VS_No_Load_220VAC_Trafo

    IC 上的引脚 VS (N°5)@85VAC/50Hz

    VS_No_Load_85VAC

    IC 上的引脚 VS (N°5)@220VAC / 50Hz

    VS_No_Load_220VAC

    因此、我担心您提到的杂散电容以及该节点的 PCB 布局。 目前、该特定网络的设计如下所示：

    PCB_Layout_VS

    控制 IC 和与偏置、反馈和缓冲器相关的组件位于底层(蓝色)、而包括变压器在内的输入和输出组件位于顶层(穿孔)。 我应该更改布局吗？ 是否存在其他可能的问题？

    请告诉我您的想法、再次感谢您的反馈、非常感谢！

    此致、

    Alejandro

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    TI__Guru**** 2496895 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。
    您好、Alejandro、

    感谢您提供详细的示波器截图。 是的、VS 波形看起来严重失真、控制器无法对反射的辅助电压进行合理采样以调节输出电压。 VS 波形应该看起来像变压器辅助波形(在 FB)的稍微平滑的版本、除了波形的所有负电压部分被钳位至大约-0.25V。

    您可以看到、当内部 MOSFET 导通时、钳位器件正在工作、但谐振铃的负极部分不会出现在 VS 信号上。 它显示上升和下降时间非常慢。 这表明 VS 上的电容很高。其中一些可能来自示波器探针电容可能为10~15pF。 其中大部分来自 GND 平面(红色铜层)与 VS 焊盘和网络轨道的重叠。

    我建议您从 VS 焊盘和导轨区域上方移除 GND 平面覆铜。
    我希望波形会显著改善。 但是、请注意、探头仍会向 VS 添加一些小电容、因此信号可能比现在更干净、但仍会在一定程度上失真。 因此、稳压电压可能仍与目标稍微偏离、但不会达到现在的水平。 最佳性能是在 VS 上未连接探头。

    注意：我在 VS (~2pF)上使用了低电容有源探头、但它也只有1MEG 阻抗到 GND (而不是10Mohm)。 因此 VS 信号几乎不失真、但1MEG 与 GND 会改变 VS 电阻分压器分压比、输出电压会略微增加。 如果您有低 C 探针、请注意这种(临时)效应。 (此外、有源探头的峰值限制为40V、因此请勿在高电压节点上使用它！)

    我不确定对 VS 信号的任何其他影响。 AUX 绕组轨道与 VS 轨道的交叉可能会产生一些影响。 您可以通过切断红色 FB 轨道并使用从 T1-FB 引脚到 R5过孔的导线来测试这一点。 将导线布置在远离 VS 轨道的位置、看看它是否有所改进。

    祝您好运。 请告诉我们这些信息是否有助于解决您的问题。

    此致、
    Ulrich
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    TI__Guru**** 2496895 points
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    您好 Ulrich、

    我按照您的建议，使用一根导线将 FB 引脚连接到分压器(R5)的上电阻器，测量 VS 电压信号，并将其放置在远离该网络的位置。 但是、波形没有明显改善。 因此、我将继续重新设计 PCB 布局、同时考虑到上述建议和数据表。

    在执行新测试时、我会不断更新已完成的修改。
    非常感谢您的参与和支持！

    此致、
    Alejandro
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    TI__Guru**** 2496895 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。
    您好、Alejandro、

    您是否能够进行修改并重新测试？ 您的问题是否已解决？
    请告诉我、我是否可以认为这已解决并可以解决问题。

    谢谢、
    Ulrich
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    TI__Guru**** 2496895 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    您好 Ulrich、

    感谢您的关注。 我刚刚完成了 SMPS 的一些新原型的组装、并根据您的建议和数据表重新设计了布局。 现在、它看起来是这样的：

    自从我进行了这些更改后、运行得到了改进、但我仍然看到、电源在无负载(大约5.3V 至5.45V)下的稳压超过+5%。 在这种情况下、输出端的纹波几乎会降低、但我还有大约400mVpp @~75%的负载(仅举一个示例)。 到目前为止、它似乎具有更好的功能(我仍然没有测试所有内容)、但我将继续跟踪和去抖以调整输出。 像往常一样、我们非常感谢您的任何帮助。

    另一方面、一些客户希望以低输入电压作为要求使用我们的产品。 我已经看到电源在~60Vac 时开始调节、是否有办法降低该限值？ (可能会进行欠压保持修改？)

    非常感谢您的参与和支持。

    此致、

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    TI__Guru**** 2496895 points
    请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    您好、Alejandro、

    我很高兴听到新的 PCB 布局提高了性能。 它看起来比您以前的版本好得多。 我可以建议进行一些小改动、以进一步减小电流环路面积、这可能有助于 EMI 抑制。
    1.将 C10移到 D5和 R4以下并将其旋转180度，以最大程度地减小 AUX 电流环路峰值面积及其到 T1引脚4的返回路径。 这也消除了该峰值电流对 R6和 R8的磁场影响。
    2.将 PRI_A 曲目从 T1的引脚1移动到 左侧而不是右侧，如新布局所示。 这意味着 R3、D4和 D2必须重新定位到 T1-1的右上角。 从 T1-3到 R3的新轨道将出现在引脚3的右侧、并向上移动到 R3、此时 PRI_A 轨道位于此处。 这种变化会显著减小 U1-7、T1-3、T1-1和 C5之间的峰值电流环路面积。
    3.如果可能，将 R2移至 C1上方，下拉 C1，使其更接近 C7、C8。 这取决于您是否可以重新定位 J2。 同样、建议在退磁期间减小输出峰值电流路径的环路面积。

    通常、减少环路面积始终有助于减少潜在的 EMI 问题和杂散电感、尤其是在涉及高峰值开关电流的情况下。

    关于在较低输入电压下启动：启动阈值由上 VS 电阻器和初级与辅助匝数比设置。 在您的情况下、上电阻器为 R5。 如果您更改 R5的值以降低启动、则还必须调整 R6和 R8的值以保持相同的调节。

    不过、只需更改 R5、R6和 R8的值、可能不足以在整个更宽的输入范围内调节全功率。 变压器设计和大容量电容值也可能需要更改、以适应较低的低压线路。

    现有的大容量电容旨在将纹波电压(交流线路峰值之间)限制为特定的最小谷值电压。 然后、根据该最小电压选择变压器初级电感和匝数比。 UCC28911使用固定的最大退磁占空比(KCC)来实现恒定输出电流限制。 因此、最大导通时间占空比不能超过(1KCC)。 因此、对于满输出功率和最小大容量电压下的给定最大开关频率(最小周期)、选择初级电感以在最大可用导通时间内实现所需的峰值初级电流。 选择 NPA 匝数比可在恒定电流运行期间将 AUX 电压保持在最低输出电压。 有关此操作的更多详细信息、请参阅 UCC28911数据表。

    我的要点是、要在较低的输入电压下运行、可能需要进行更广泛的设计更改(电路参数、不一定是组件尺寸和位置)、而不仅仅是简单地调整 VS 分压器电阻。 我建议使用 UCC28911设计计算器工具 www.ti.com/.../sluc624 来确定替代输入范围的正确设计值。

    一般而言、宽范围设计比窄范围设计更不理想、因为必须做出更多妥协。 根据您的低压客户所代表的输入必须降低多少以及业务量，您可以考虑与“一刀切”的方法相比，提供两种独立设计的经济折衷。

    如果您有其他问题、请告诉我。

    此致、
    Ulrich